基于主瓣校正的FDA距离模糊杂波抑制方法

基于主瓣校正的fda距离模糊杂波抑制方法
技术领域
1.本发明属于雷达信号处理技术领域，具体涉及一种基于主瓣校正的 fda距离模糊杂波抑制方法。


背景技术：

2.机载相控阵雷达以高空飞行的飞机为载体，具有监视范围广和对低空目标预警时间长等优势。现代来袭目标往往通过机动飞行进行军事打击，对国防体系构成严重威胁，如何及时有效地实现对机动目标的检测和预警是未来雷达监视系统的一大挑战。
3.前视阵作为机载雷达的一种常见布阵结构，其杂波分布具有距离依赖性，独立同分布训练样本数通常有限，影响雷达目标检测性能。前视阵机载雷达系统在高重频脉冲体制下地面杂波有严重距离依赖性和距离模糊的问题，机载雷达下视工作时地杂波抑制是地面目标检测工作的关键问题之一。传统空时自适应信号处理方法(space
‑
time adaptive processing，简称 stap)利用阵元天线的空间信息和相干脉冲间的时间信息，联合空时二维对杂波进行自适应抑制检测低信噪比目标，在正侧视阵中，不同距离的杂波在功率谱有相同分布特性，stap技术能够对雷达目标进行有效检测。
4.但是，在前视阵情况下，雷达杂波具有距离依赖性，即杂波分布特性因距离的不同而不同，因此模糊非均匀杂波是机载前视阵雷达面临的一个重要问题，再加上在高重频脉冲体制下，不同距离模糊区域的杂波回波在雷达进入稳态工作时，会重叠在一起。机载前视阵雷达体制的杂波具有距离依赖性，不同区域的杂波有不同分布特性，距离模糊杂波相互重叠，会严重污染雷达可观测区域，因此，使用stap方法难以提高雷达检测性能。


技术实现要素：

5.为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种基于主瓣校正的fda距离模糊杂波抑制方法。
6.本发明的一个实施例提供了一种基于主瓣校正的fda距离模糊杂波抑制方法，包括以下步骤：
7.包括以下步骤：
8.步骤1、建立信号模型，根据所述信号模型得到雷达回波信号；
9.步骤2、构造距离相位补偿导向矢量，根据所述距离相位补偿导向矢量对所述雷达回波信号进行第一次补偿处理得到第一回波处理信号；
10.步骤3、构造与主瓣校正权值相应的校正还原补偿矢量，根据所述校正还原补偿矢量对所述第一回波处理信号进行还原补偿处理得到补偿还原信号；
11.步骤4、选取所述补偿还原信号中任意一发射阵元数据得到降维补偿信号，并对所述降维补偿信号进行第二次补偿处理得到最终实现雷达距离模糊杂波的抑制。
12.在本发明的一个实施例中，步骤1中建立的信号模型所得的雷达回波信号表示为：
[0013][0014]
其中，p表示威力范围内第p个距离模糊区域，距离模糊区域个数为u，q表示同一个距离模糊区域内位于某一角度的杂波块，杂波块总数为n
c
，s
pq
表示第p个距离模糊区域第q个杂波块对应的杂波信号，表示噪声，表示主瓣校正权值矢量，γ
0p
＝γ0＝exp{
‑
j2πf0r
∑
/c}，f0表示参考频率，r
∑
表示斜距，c表示光速，ρ
pq
表示第p个距离模糊区域内第q个杂波块中照射雷达目标散射系数和信号传播增益的乘积，s
d
表示多普勒导向矢量，f
pqd0
表示第p个距离模糊区域内第q个杂波块的归一化多普勒频率，s
r
表示接收空间导向矢量，f
qr
表示第q个杂波块对应接收信号角频率，s
ct
表示发射空间导向矢量， f
pqct
表示第p个距离模糊区域内第q个杂波块的复合发射信号角频率，s
r
表示距离耦合相位分量，f
r
表示距离模糊区域耦合项，δf表示频率增量，f
pr
表示第p个距离模糊区域内距离耦合相位角频率，s
t
表示发射空间导向矢量，f
qt
表示第q个杂波块对应的发射空间角频率，表示克罗内克积，
⊙
表示哈玛达积。
[0015]
在本发明的一个实施例中，步骤1中第p个距离模糊区域第q个杂波块对应的杂波信号杂波块的信号s
pq
表示为：
[0016][0017]
其中，υ0＝exp{
‑
j2πf0r
∑
/c}，f0表示参考频率，r
∑
表示斜距，c表示光速，ρ表示照射雷达目标散射系数和信号传播增益的乘积，表示主瓣校正权值矢量，s
d
表示多普勒导向矢量，f
d0
表示归一化多普勒频率，d
r
表示接收阵列中阵元之间的间距，ψ
r
表示目标和接收阵列的空间锥角，s
ct
表示发射空间导向矢量，f
ct
表示复合发射空间角频率，s
r
表示距离耦合相位分量，δf表示频率增量，s
r
表示接收空间导向矢量，f
r
表示接收空间角频率，s
t
表示发射空间导向矢量，f
t
表示发射空间角频率，表示噪声，
⊙
表示哈玛达积，表示克罗内克积。
[0018]
在本发明的一个实施例中，步骤2中构造的距离相位补偿导向矢量表示为：
[0019][0020]
其中，q
r
表示距离相位补偿导向矢量，f
r0
＝δf2r0/c，r0表示无模糊距离， c表示光速，δf表示频率增量，m表示发射阵元个数，[
·
]
t
是转置运算符号。
[0021]
在本发明的一个实施例中，步骤3中构造的与主瓣校正权值相应的校正还原补偿矢量表示为：
[0022]
[0023]
其中，表示校正还原补偿矢量，h
k1
＝[0,1,...,k
‑
1]
t
，k表示相干处理脉冲数， d
r
(f
prf
)＝[0,j2πδf/f
prf
,...,j2π(m
‑
1)δf/f
prf
]
t
，f
prf
表示脉冲重复频率，表示n
×
1维全一矩阵，n表示接收阵列阵元数。
[0024]
在本发明的一个实施例中，步骤3中还原补偿处理得到的补偿还原信号表示为：
[0025][0026]
其中，表示校正还原补偿矢量，e
r
表示距离补偿项，表示距离补偿项，表示k
×
1维全一矩阵，表示n
×
1维全一矩阵，q
r
[f
r0
(r0)]表示距离相位补偿导向矢量，b
c
表示表示主瓣校正权值矢量，表示主瓣校正补偿矢量b
c
对应的频率，表示校正还原补偿矢量对应的频率项，f
r
表示距离模糊区域耦合项对应的频率，f
prf
表示脉冲重复频率。
[0027]
在本发明的一个实施例中，步骤4包括：
[0028]
选取所述补偿还原信号中任意一发射阵元数据使得nmk维的补偿还原信号降维到mk维的降维补偿信号；
[0029]
利用dw技术将所述降维补偿信号进行第二次补偿处理实现雷达雷达距离模糊杂波的抑制。
[0030]
与现有技术相比，本发明的有益效果：
[0031]
本发明提供的基于主瓣校正的fda距离模糊杂波抑制方法，通过在雷达发射机处进行主瓣运动校正相位加权，统一不同脉冲的主瓣辐照面积，然后在接收端进行恢复补偿，并利用fda信号回波的距离耦合特性，可以区分不同距离模糊区域的信号，通过补偿，来自观测区域的信号与传统的 mimo信号相同，而来自非观测区域的距离模糊信号在功率谱中呈现低增益离散分布，抑制了距离模糊杂波。
[0032]
以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。
附图说明
[0033]
图1是本发明实施例提供的一种基于主瓣校正的fda距离模糊杂波抑制方法的流程示意图；
[0034]
图2是本发明实施例提供的机载前视阵fda
‑
mimo雷达的几何构型示意图；
[0035]
图3是本发明实施例提供的fda雷达脉冲和主瓣走向图示意图；
[0036]
图4是本发明实施例提供的fda雷达脉冲时间域方向图示意图；
[0037]
图5是本发明实施例提供的主瓣走动校正后的fda雷达脉冲和主瓣走向图示意图；
[0038]
图6是本发明实施例提供的主瓣走动校正后的fda雷达脉冲时间域方向图示意图；
[0039]
图7是本发明实施例提供的机载fda
‑
mimo双基地雷达距离模糊杂波抑制及降维搜索方法中接收信号处理示意图；
[0040]
图8是本发明实施例提供的不同距离下发射和接收脉冲示意图；
[0041]
图9(a)～图9(b)是本发明实施例提供的主瓣校正补偿前后fda
‑
mimo雷达的等效发射方向图示意图；
[0042]
图10(a)～图10(b)是本发明实施例提供的传统mimo和主瓣校正补偿后 fda在多普勒和角度维的capon扫描功率谱；
[0043]
图11(a)～图11(b)是本发明实施例提供的杂波谱空间角频率为0时本发明方法与传统mimo方法对应的if曲线示意图。
具体实施方式
[0044]
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
[0045]
实施例一
[0046]
请参见图1，图1是本发明实施例提供的一种基于主瓣校正的fda距离模糊杂波抑制方法的结构示意图。本实施例提出了一种基于主瓣校正的 fda距离模糊杂波抑制方法，该基于主瓣校正的fda距离模糊杂波抑制方法包括以下步骤:
[0047]
步骤1、建立信号模型，根据所述信号模型得到雷达回波信号。
[0048]
具体而言，请参见图2，图2本发明实施例提供的机载前视阵fda
‑
mimo雷达的几何构型示意图，坐标轴xyz两两相互垂直，构成空间坐标系，平台运动速度方向与坐标系y轴方向一致，高度为h，雷达天线为前侧视一维等距线阵，阵列和x轴平行，杂波块p与天线阵列所形成的方位角设为θ，所形成的俯仰角设为发射阵元个数设为m，接收阵元个数设为n，发射接收阵元间距相同设为d，设相干处理脉冲数为k。fda
‑
mimo 雷达中，以发射信号的载频f0为雷达的参考频率，每一个阵元发射的频率相差一定的频率偏置分量，m个阵元的发射频率可表示为：
[0049]
f
m
＝f0+(m
‑
1)δf m＝1,2,...,m
ꢀꢀꢀ
(1)
[0050]
其中，δf表示频率增量，公式(1)中要求δf＜＜f0。与传统相控阵雷达类似，fda
‑
mimo雷达第m个通道发射的窄带信号可表示为：
[0051][0052]
其中，rect(
·
)为矩形窗函数，其表示信号脉冲，t
p
表示脉冲宽度，sm(t)为第m个通道对应的正交波形，在满足理想正交条件时，有：
[0053][0054]
则远场接收的第m个阵元发射第k个脉冲对应的窄带信号表示为：
[0055][0056]
其中，τ
r
＝2r/c表示雷达各个阵元到远场目标p共有的双程传播延时，τ
sm
＝(m
‑
1)dcosψ/c表示第m个发射阵元相对于参考阵元到达目标的时延差，r 表示参考阵元到远场目标之间的斜距，c表示光速，ψ表示目标和参考阵元之间的空间锥角。根据图2可以得到，ψ表示目标和参考阵元之间的空间锥角。根据图2可以得到，表示因平台运动所产生的f
m
对应的多普勒频率v表示平台运动速度，表示高斯白噪声，由于信号为窄带信号，于是有简化s
m
(t
‑
τ
r
/2
‑
τ
sm
)≈s
m
(t
‑
τ
r
/2)，则 rect[(t
‑
τ
r
/2
‑
τ
sm
)/t
p
]≈rect[(t
‑
τ
r
/2)/t
p
]。
[0057]
请参见图3，图3是本发明实施例提供的fda雷达脉冲和主瓣走向图示意图，如图3所示，不同脉冲间由于δf在pri对应时间t的相位积累量使脉冲间有不同的发射初相，而fda雷达发射方向图具有距离(时间)
‑
角度耦合性，因此不同脉冲对应的接收端等效发射方向图主瓣指向的角度会走动。请参见图4，图4是本发明实施例提供的fda雷达脉冲时间域方向图示意图，图4显示了在角度和距离二维域fda雷达发射方向图三个脉冲主瓣的走动情况，其中脉冲宽度为4.76e
‑
05秒，对应的距离为14.2km， pri为6.6e
‑
04秒，对应距离为200km，δf＝1/2f
prf
，从图4中看出第一个脉冲和第二个脉冲在60km和20km主瓣方向一致为30度到0度，第二个脉冲主瓣走动方向为
‑
20到
‑
90度。因此，脉冲间的回波为不同位置的回波，不具有相干性，无法进行杂波相消或者空时二维处理。因此，本实施例通过构造发射方向图主瓣校正权值，其对每个脉冲进行主瓣相位补偿使不同脉冲的主瓣照射在同一角度，具体本实施例主瓣校正权值矢量表示为：
[0058]
d(δf/f
prf
)＝[0,
‑
j2πδf/f
prf
,...,
‑
j2π(m
‑
1)δf/f
prf
]
t
ꢀꢀꢀ
(5)
[0059]
h
k1
＝[0,1,2,...,k
‑
1]
t
ꢀꢀꢀ
(6)
[0060][0061]
其中，[
·
]
t
表示转置运算符号，f
prf
表示脉冲重复频率，表示克罗内可乘积，与构成主瓣校正权值矢量。
[0062]
请参见图5，图5是本发明实施例提供的主瓣走动校正后的fda雷达脉冲和主瓣走向图示意图，图5中通过发射端加入主瓣校正权值矢量b
c
在不同发射脉冲间施加一段相位负延迟，抵消图中所示与t有关的相位分量，使不同脉冲法向图均照射相同角度。请参见图6，图6是本发明实施例提供的主瓣走动校正后的fda雷达脉冲时间域方向图示意图，图6中为经过主瓣走动校正后的方向图三个脉冲主瓣位置示意图，通过公式(7)对雷达进行主瓣走动校正后，公式(4)重新写为：
[0063][0064]
则经过远场反射的信号回波被接收，被接收得第n个接收阵元接收的第 k个脉冲信号可以表示为:
[0065][0066]
其中，ρ表示照射雷达目标反射系数和信号传播增益乘积，经过远场反射信号回波被接收，通过mimo正交波形滤波处理。
[0067]
请参见图7，图7是本发明实施例提供的机载fda
‑
mimo双基地雷达距离模糊杂波抑制及降维搜索方法中接收信号处理示意图，图7中x
n
表示第 n个接收通道接收的回波信号，表示第m个发射通道所对应的正交波形的共轭转置，那么fda
‑
mimo雷达第m个发射通道发射第n个接收通道接收的在相干处理时间内接收的第k脉冲的回波信号经过s
m
(t
‑
τ
r
)exp(j2πf
m
t)匹配滤波和脉冲压缩后写为：
[0068][0069]
其中，ρ表示照射雷达目标反射系数和信号传播增益乘积，f
dm
为频率对应的归一化多普勒频率，表示为公式(10)中对于距离耦合相位项有共有项所以公式(10)重新表示为：
[0070][0071]
由于δf(m
‑
1)＜＜f0，则简化f
m
＝(f0+δf
m
)≈f0和 f
dm
＝2v(f0+δf
m
)cosψ/(cf
prf
)≈2vf0cosψ/(cf
prf
)＝f
d0
，因此，公式(11)再重新表示为：
[0072][0073]
则本实施例接收信号的快拍阵列流信号模型形表示为：
[0074][0075]
其中，υ0＝exp{
‑
j2πf0r
∑
/c}，f0表示参考频率，r
∑
表示斜距，c表示光速，ρ表示照射雷达目标散射系数和信号传播增益的乘积，表示主瓣校正权值矢量，s
d
表示多普勒导向矢量，f
d0
表示归一化多普勒频率，d
r
表示接收阵列中阵元之间的间距，ψ
r
表示目标和接收阵列的空间锥角，sct表示发射空间导向矢量，f
ct
表示复合发射空间角频率，s
r
表示距离耦合相位分量，δf表示频率增量，s
r
表示接收空间导向矢量，f
r
表示接收空间角频率，s
t
表示发射空间导向矢量，f
t
表示发射空间角频率，表示噪声，
⊙
表示哈玛达积，表示克罗内克积，为mnk
×
1维矢量。发射空间导向矢量表示为：
[0076]
s
ct
(f
ct
)＝s
r
(f
r
)
⊙
s
t
(f
t
)
ꢀꢀꢀ
(14)
[0077]
其中，由于频率分集而产生的距离耦合相位分量表示为：
[0078][0079]
其中，发射角频率导向矢量表示为：
[0080][0081]
其中，接收空间导向矢量表示为：
[0082][0083]
其中，多普勒导向矢量可以表示为：
[0084]
s
d
(f
d0
)＝[1,exp{j2πf
d0
},...,exp{j2π(k
‑
1)f
d0
}]
t
ꢀꢀꢀ
(18)
[0085]
其中，f
d0
＝2vf0cosψ/(cf
prf
)。b
c
表示因发射主瓣校正补偿量而存在的相位项，根据公式(7)，其矢量形式表示为：
[0086][0087]
其中，l
k1
＝[1,exp{1},exp{2},...,exp{(k
‑
1)}]
t
，为n
×
1维全一矩阵。
[0088]
本实施例仅关注一个接收通道接收的所有发射阵元的回波，以第一个接收通道为例，接收的第p个距离模糊区域第q个杂波块对应的杂波信号杂波块的信号s
pq
表示为：
[0089][0090]
请参见图8，图8是本发明实施例提供的不同距离下发射和接收脉冲示意图，设相干脉冲数设为k＝5，图8具体为一次模糊区域杂波与无模糊距离r0区域杂波的时域脉冲回波示意图，矩形表示无模糊区域的信号和杂波回波，半圆形表示一次模糊距离r1区域的回波，回波编号和发射脉冲的编号相对应。从图8可以看出，在接收端不同区域的距离模糊杂波重叠在一起，其降低了雷达的探测性能。则本实施例接收雷达回波信号表示为：
[0091][0092]
其中，p表示威力范围内第p个距离模糊区域，距离模糊区域个数为u， q表示同一个距离模糊区域内位于某一角度的杂波块，杂波块总数为n
c
，s
pq
表示第p个距离模糊区域第q个杂波块对应的杂波信号，表示噪声，表示主瓣校正权值矢量，γ
0p
＝γ0＝exp{
‑
j2πf0r
∑
/c}，f0表示参考频率，r
∑
表示斜距，c表示光速，ρ
pq
表示第p个距离模糊区域内第q个杂波块中照射雷达目标散射系数和信号传播增益的乘积，s
d
表示多普勒导向矢量，f
pqd0
表示第p个距离模糊区域内第q个杂波块的归一化多普勒频率，s
r
表示接收空间导向矢量，f
qr
表示第q个杂波块对应接收信号角频率，s
ct
表示发射空间导向矢量， f
pqct
表示第p个距离模糊区域内第q个杂波块的复合发射信号角频率，s
r
表示距离耦合相位分量，f
r
表示距离模糊区域耦合项，δf表示频率增量，f
pr
表示第p个距离模糊区域内距离耦合相位角频率，s
t
表示发射空间导向矢量，f
qt
表示第q个杂波块对应的发射空间角频率，表示克罗内克积，
⊙
表示哈玛达积。
[0093]
步骤2、构造距离相位补偿导向矢量，根据所述距离相位补偿导向矢量对所述雷达回波信号进行第一次补偿处理得到第一回波处理信号。
[0094]
具体而言，针对不同的模糊或无模糊区域，本实施例利用二次距离补偿方法，具体构造距离相位补偿导向矢量，根据构造的距离相位补偿导向矢量对发射空间导向矢量对应的雷达回波信号进行第一补偿处理得到第一回波处理信号。本实施例构造的距离相位补偿导向矢量：
[0095][0096][0097]
其中，q
r
表示距离相位补偿导向矢量，f
r0
＝δf2r0/c，r0表示无模糊距离， c表示光速，δf表示频率增量，m表示发射阵元个数，[
·
]
t
是转置运算符号。将公式(22)和公式(23)代入公式(21)补偿后，无模糊区域回波发射空间导向矢量与传统mimo一致，模糊区域依旧存在距离耦合相位项，和无模糊区域得以区分。以第m个发射阵元和第n个接收阵元第k个脉冲的回波信号为例，无模糊区域回波信号表示为：
[0098]
[0099]
一次距离模糊区域回波信号表示为：
[0100][0101]
其中，r1＝r
u
+r0。
[0102]
步骤3、构造与主瓣校正权值相应的校正还原补偿矢量，根据所述校正还原补偿矢量对所述第一回波处理信号进行还原补偿处理得到补偿还原信号。
[0103]
具体而言，本实施例总回波信号经过步骤2第一补偿处理后，无模糊区域和一次距离模糊区域信号依然含有等效发射方向图主瓣校正补偿项。构造与主瓣校正权值相应的校正还原补偿矢量，对第一回波处理信号进行还原补偿得到补偿还原信号。具体构造的与主瓣校正权值相应的校正还原补偿矢量表示为：
[0104]
d
r
(f
prf
)＝[0,j2πδf/f
prf
,...,j2π(m
‑
1)δf/f
prf
]
t
ꢀꢀꢀ
(26)
[0105]
h
k1
＝[0,1,...,k
‑
1]
t
ꢀꢀꢀ
(27)
[0106][0107]
将公式(26)、(27)、(28)分别带入公式(24)、(25)进行补偿，无模糊区域回波信号重新表示为：
[0108][0109]
一次距离模糊区域回波信号重新表示为：
[0110][0111]
经过两次补偿，即步骤2的第一次补偿处理和本步骤3的还原补偿处理，由于本实施例一次距离模糊区域回波可以进一步表示为：
[0112][0113]
其中，令α＝mod5|(k
‑
1)+4|
‑
(k
‑
1)+1＝mod5|k+3|
‑
k+2，可以看出经过两次补偿后，无距离模糊区域信号回波与mimo雷达无异，可以写为(即当k分别为1，2，3， 4，5时，α为0，0，0，0，0)，一次距离模糊杂波区域写为(当k分别为 1，2，3，4，5时，对应的α为5，0，0，0，0)。
[0114]
结合公式(21)和公式(28)，本实施例接收端补偿后的第一回波处理信号表示为：
[0115][0116]
其中，表示校正还原补偿矢量，e
r
表示距离补偿项，表示距离补偿项，表示k
×
1维全一矩阵，表示n
×
1维全一矩阵，q
r
[f
r0
(r0)]表示距离相位补偿导向矢量，b
c
表示表示主瓣校正权值矢量，表示主瓣校正补偿矢量b
c
对应的频率，表示校正还原补偿矢量对应的频率项，f
r
表示距离模糊区域耦合项对应的频率，f
prf
表示脉冲重复频率。本实施例距离补偿项e
r
(f
r0
)通过哈蒙德积
⊙
与发射导向矢量距离耦合相位项相加，使发射导向矢量距离耦合，频率为距离模糊区域数耦合的项，之后再与主瓣校正补偿矢量b
c
对应的频率项和校正还原补偿矢量b
rc
的频率项相加，得到α
p
耦合的相位项，其与模糊区域数相关。
[0117]
步骤4、选取所述补偿还原信号中任意一发射阵元数据得到降维补偿信号，并对所述降维补偿信号进行第二次补偿处理实现雷达距离模糊杂波的抑制。
[0118]
具体而言，选取所述补偿还原信号中任意一发射阵元数据使得nmk维的补偿还原信号降维到mk维的降维补偿信号，将原本nmk维数据经过降维得到mk维数据，再利用多普勒频移技术(doppler warping，简称dw) 等对降维补偿信号进行杂波数据依赖补偿，即第二补偿处理，以实现前视阵雷达距离模糊杂波的抑制。
[0119]
为了验证本实施例提出的基于主瓣校正的fda距离模糊杂波抑制方法的有效性，通过以下仿真实验以进一步证明。
[0120]
在距离和角度域对传统fda雷达和本发明所提方法在不同脉冲发射方向图进行对比，分析其主瓣校正补偿后等效发射方向图的变化。本实施例仿真过程中模拟参数如表1所示。
[0121]
表1模拟参数列表
[0122]
参数名称参数值线阵阵元数(m/n)20载频f01.2ghz阵元间距d0.0625m平台速度150m/s最大不模糊距离50km杂噪比30db信噪比40db平台高度6km期望目标距离20km期望目标角度30
°
脉冲重复频率prf3000hz相干脉冲数k5
[0123]
仿真1：
[0124]
请参见图9(a)～图9(b)，图9(a)～图9(b)是本发明实施例提供的主瓣校正补偿前后fda
‑
mimo雷达的等效发射方向图示意图，图9(a)显示了主瓣校正补偿前fda
‑
mimo雷达的等效发射方向图，图9(b)显示了主瓣校正补偿后fda
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mimo雷达的等效发射方向图，图9(a)方向图有距离角度的耦合性，因此主瓣在角度距离二维区域呈现s型，图9(a)中期望信号位置为0度，显示了连续三个脉冲周期的方向图主瓣分布情况，脉冲宽度为4.76e
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05s，对应距离为14.29km，脉冲重复间隔为6.67e
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04s，对应距离为200km，观察图9(a)可以看出，第一个脉冲周期方向图主瓣高增益角度位于0度到30 度之间，由于fda
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mimo雷达不同阵元间载频不同，经过一个脉冲重复间隔的积累后，在发射第二个脉冲时，各个阵元的初相不同(如图9所示，第 m个阵元积累初相为2πmδft)，再加上fda
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mimo方向图具有s型距离角度耦合分布特性，因此在第二个脉冲周期时方向图主瓣高增益角度位于
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23度到
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110度，由于角度周期性，在图中[
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90,
‑
110]显示在[70,90]位置，仿真中δf＝1/(2t)，因此在第三个脉冲周期时，第m个阵元积累初相为2πmδf2t＝2πm，各个阵元初相相同，因此与第一个脉冲周期情况相同。图9(b)为fda
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mimo 雷达经过主瓣校正补偿后的等效发射方向图，由公式(7)可知，第
一个脉冲周期初相补偿为0，因此与图9(a)相同，第二个脉冲周期第m个阵元补偿量为2πmδft，与δf积累初相相同，因此其方向图与第一个脉冲周期的相同，同理第三个脉冲周期经过补偿也与第一个脉冲周期一致。
[0125]
仿真2：
[0126]
请参见图10(a)～图10(b)，图10(a)～图10(b)是本发明实施例提供的传统 mimo和主瓣校正补偿后fda在多普勒和角度维的capon扫描功率谱，本实施例对不同距离的地杂波进行仿真，模拟前视阵机载平台回波，绘制杂波功率谱图，具体图10(a)为传统mimo在多普勒和角度维的capon扫描功率谱，图10(b)为本发明主瓣补偿后fda在多普勒和角度维的capon 扫描功率谱。由于是单基地平台，因此发射角度域接收角度一致，图中横坐标为多普勒域，纵坐标为发射角度域，仿真中在无模糊区域r＝20km和第一距离模糊区域r＝70km处均有杂波回波。由于是前视阵因此杂波呈正椭圆形分布，由图10(a)可以看出杂波具有距离依赖特性，不同距离的杂波回波形状不同，两处距离的杂波重叠在一起，在0度f
d
＝0.4附近能看出因不同模糊区域杂波形状不同而存在的凹陷。由图10(b)可以看出仅无模糊区域r0呈现出杂波，而第一模糊区域r1的杂波被抑制，对比图10(a)和图 10(b)，在f
d
＝0.4附近、杂波环的上下，该位置处的增益因距离模糊杂波的离散分布而变高，由原来的
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80db变为
‑
60db至
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70db之间。
[0127]
仿真3：
[0128]
请参见图11(a)～图11(b)，图11(a)～图11(b)是本发明实施例提供的杂波谱空间角频率为0时本发明方法与传统mimo方法对应的if曲线示意图，本实施例通过雷达改善因子(improve factor，简称if)指标评价对比本发明杂波抑制效果，if曲线是用于评估雷达有效性的指标，其定义为输出和输入的信噪比之比：
[0129][0130]
其中，表示输出信号功率，表示输入信号功率，表示输出噪声功率，表示输入噪声功率，s表示信号矢量，w表示接收端导向矢量， q为噪声协方差矩阵，tr(
·
)表示矩阵的迹，(
·
)
*
表示取共轭。
[0131]
由于距离模糊杂波的存在，杂波脊在多普勒和角度域展宽严重，导致目标检测性能下降。图11(b)是图11(a)的放大图，观察结果表明，本发明提出的方法可以大大改善了杂波抑制效果。由于距离模糊区和第一距离模糊区的杂波回波，图11(b)传统mimo雷达中频曲线在0.88和0.93处有两个缺口，0.88处的陷波是由距离模糊区的杂波引起的，0.93处的陷波是由第一个距离模糊区的杂波引起的，在距离模糊杂波存在的情况下，其性能在杂波陷波点位置和杂波凹口之间的区域显著降低，因此，杂波凹口越大，雷达检测的污染范围越广，性能下降越明显。而本发明所提出的方法能有效地抑制非模糊区域外的距离模糊杂波，图11(b)的主瓣校正fad的if曲线在0.88处只有一个凹口，这是由不模糊区域的杂波引起的，所形成的陷波宽度小于传统mimo方法，说明它能显著降低功率谱中的杂波扩展，因此，本发明方法抑制了距离模糊杂波，减小了雷达性能损失的区域，提高了检测性能。
[0132]
综上所述，本实施例提出的基于主瓣校正的fda距离模糊杂波抑制方法，通过在雷达发射机处进行主瓣运动校正相位加权，统一不同脉冲的主瓣辐照面积，然后在接收端进
行恢复补偿，并利用fda信号回波的距离耦合特性，可以区分不同距离模糊区域的信号，通过补偿，来自观测区域的信号与传统的mimo信号相同，而来自非观测区域的距离模糊信号在功率谱中呈现低增益离散分布，抑制了距离模糊杂波。
[0133]
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。