一种控制发射信号相位变化的方法

1.本发明涉及对线性调频信号进行整合，控制发射信号的相位变化。


背景技术：

2.现在在研究回波信号相位的时候，有一种先对该信号进行速度处理再进行距离处理的方法，并且通过内插
‑
外推算法及clean算法进一步改善了提出的方法的性能。这种方法有效地提取了速度及距离信息，压低了距离、速度旁瓣。但是，这些方法还是存在一些不足，例如：适用的载频变化范围小、所需计算量大等，尚需改进才能运用到实际场景中。
3.相似技术简述：
4.1.运用super
‑
sva方法拓展了各个子脉冲的频谱，解决了调频步进信号中由于大的频率步进值而导致的频谱不连续问题，从而抑制了由频谱不连续引起的栅瓣。而非连续频谱线性调频信号(discontinuous spectra linear frequency modulation,ds
‑
lfm)这一概念则是由s.green和s.kingsley提出，他们针对频谱不连续造成的旁瓣，将接收的非连续谱信号的频谱作为估计谱，对回波信号进行补偿。利用该方法，可以在准确估计的情况下压低距离旁瓣，但是其缺点是适用的频率范围相对较小。
5.2.通过对回波信号相位的研究，提出了先进行速度处理再进行距离处理的方法，有效地提取了速度及距离信息，压低了距离、速度旁瓣，并且通过内插
‑
外推算法及clean算法进一步改善了提出的方法的性能。但是，这些方法还是存在一些不足，例如：适用的载频变化范围小、所需计算量大等，尚需改进才能运用到实际场景中。


技术实现要素：

6.发明目的：线形调频脉冲信号通过非线性相位调制获得大的时带宽积。由于大时带宽积信号解决了距离分辨力和测距精度之间的矛盾，而且其充分利用了发射机的平均功率，所以线性调频信号作为大时带宽积信号之一已被广泛采用。为了解决回波基带信号的相位不连续问题，本发明实现了基于frank序列的码型，并且通过该码型控制发射信号的相位变化。
7.技术方案
8.一种控制发射信号相位变化的方法，其特征是，过程为：
9.利用类frank序列控制ds
‑
lfm信号的相位，得到了调制有类frank序列相位的ds
‑
lfm信号。
10.所述调制有类frank序列相位的ds
‑
lfm信号发射波形为：
[0011][0012]
其中为类frank序列的相位。经过信道后，其相应的接收波形为：
[0013][0014]
于是，通过混频和低通滤波处理后的基带信号为：
[0015][0016]
若忽略连续的段内相位差，该信号在各子段边界处的相位差为：
[0017][0018]
其中，为类frank序列的差序列之间所得的相位差值。若能找到一个使得等式成立，则相位跳变即可被抵消，非连续谱lfm信号的模糊函数就能够与连续谱lfm信号的模糊函数相同。假设有则可推得：
[0019][0020]
由类frank序列的特性可知，类frank矩阵的阶数q可以取硬件可实现范围内的任意整数值，从该矩阵中抽取的行数s、r也可以根据目标的距离r(可从辅助测距系统获得)和发射载波频率的跳变值δf的改变而改变。当r
·
δf发生变化时，由于q可以取任意的整数值，且s、r也可在矩阵中任意选取。故通过改变q、s、r的值就能满足与相等的条件，从而使得式(5)成立。此时，由于频谱非连续而造成的相位跳变就能被抵消。
[0021]
进一步公开技术方案，用于改进frank相位矩阵生成过程，具体包括如下两大步骤：
[0022]
s1：计算得到frank序列集相位差的差值
[0023]
周期为n＝q2的frank序列集可表示为：
[0024][0025]
该集合中的第l个frank序列的第i个元素可由下式给出：
[0026][0027]
其中，m为行数，n为列数。该序列第r行的相位值为其相邻位的相位差为由此可得第r行的相位差与第s行的相位差的差值为：
[0028]
[0029]
s2：将frank相位矩阵与延时扩展矩阵相乘，得到改进后的frank相位矩阵：
[0030]
周期为n的frank序列的相位用q阶frank相位矩阵表示，即：
[0031][0032]
若有一个q
×
p(p＝rq,u∈n
+
)的矩阵ext由如下形式表示：
[0033][0034]
称ext为延时扩展矩阵。将frank相位矩阵与该延时扩展矩阵相乘，得到改进后的frank相位矩阵为：
[0035][0036]
称该矩阵为类frank相位矩阵，通过该矩阵，类frank矩阵的每一个元素表示为如下形式：
[0037][0038]
其中，表示下取整运算。则周期为n＝rq2的类frank序列集可表示为：
[0039][0040]
其中，0≤m,n≤q
‑
1,1≤l≤q
‑
1为第l个类frank序列的第i个元素。
[0041]
将式(11)写为序列形式并且与经过u位延时的该序列做差值，得该差值序列为该差值序列比原来的类frank序列相位的长度增加了r倍，而且其原本的结构并没有发生改变。通过改变延时扩展矩阵的列数，即r的值，就可以适应不同时延对该码型的要求。
[0042]
技术效果
[0043]
在研究零星频段的整合问题时，线性调频信号因其良好的测距测速精度而被广泛
使用。不过，由于在对信号进行整合时，各段子信号的载波起始频率为不同零星频段的初始频率，因此线性调频信号的回波基带信号会出现相位不连续的问题。而基带信号相位的不连续则会导致模糊函数出现大的距离旁瓣，降低系统的距离分辨率。针对该问题，本发明提出了一种利用类frank序列控制ds
‑
lfm信号的相位的方法，得到调制有类frank序列相位的ds
‑
lfm信号，成功地消除了由起始频率跳变所引起的回波相位不连续，减小了距离模糊。
附图说明
[0044]
图1本发明具体实施方式示意图
[0045]
图2实施例载频数为3时接收基带信号相位跳变图
[0046]
图3实施例载频数为3时两种信号的模糊函数及其时延轴切割
[0047]
图4实施例载频数为5的接收基带信号第四处相位跳变图
[0048]
图5实施例载频数为5的调制有类frank相位前后的ds
‑
lfm信号模糊函数的切割
具体实施方式
[0049]
以下结合附图和实施例进一步介绍本发明技术方案。
[0050]
如图1所示，过程可以按照如下方式介绍：
[0051]
s1：计算得到frank序列集相位差的差值
[0052]
周期为n＝q2的frank序列集可表示为：
[0053][0054]
该集合中的第l个frank序列的第i个元素可由下式给出：
[0055][0056]
其中，m为行数，n为列数。该序列第r行的相位值为其相邻位的相位差为由此可得第r行的相位差与第s行的相位差的差值为：
[0057][0058]
例如，一个周期为9的frank序列的相位可写为将该相位序列与经过移位为1的延时后的相位序列做差，该差值序列为
[0059]
于是，段间的相位差为而段内的相位则保持不变。该结构既可以消除由ds
‑
lfm的载频不连续而引起的段间相位跳变问题，同时又可以保证在每段之内信号相位的连续性。
[0060]
不过，该方法只适用于某一特定延时的情况，而实际应用中的时延会随着目标的位置而变化。为了适应实际应用场景，我们提出了改进的方法，使其能够自动地生成满足任意时延条件的类frank序列。
[0061]
s2：将frank相位矩阵与延时扩展矩阵相乘，得到改进后的frank相位矩阵
[0062]
周期为n的frank序列的相位可以用q阶frank相位矩阵表示，即：
[0063][0064]
若有一个q
×
p(p＝rq,u∈n
+
)的矩阵ext可由如下形式表示：
[0065][0066]
称ext为延时扩展矩阵。将frank相位矩阵与该延时扩展矩阵相乘，可得到改进后的frank相位矩阵为：
[0067][0068]
称该矩阵为类frank相位矩阵，通过该矩阵，类frank矩阵的每一个元素可表示为如下形式：
[0069][0070]
其中，表示下取整运算。则周期为n＝rq2的类frank序列集可表示为：
[0071][0072]
其中，0≤m,n≤q
‑
1,1≤l≤q
‑
1为第l个类frank序列的第i个元素。
[0073]
将式(6)写为序列形式并且与经过u位延时的该序列做差值，可得该差值序列为该差值序列比原来的类frank序列相位的长度增加了r倍，而且其原本的结构并没有发生改变。通过改变延时扩展矩阵的列数，即r的值，就可以适应不同时延对该码型的要求。
[0074]
s3：利用类frank序列控制ds
‑
lfm信号
[0075]
利用类frank序列控制ds
‑
lfm信号的相位，就得到了调制有类frank序列相位的
ds
‑
lfm信号。
[0076]
调制有类frank序列相位的ds
‑
lfm信号发射波形为：
[0077][0078]
其中为类frank序列的相位。经过信道后，其相应的接收波形为：
[0079][0080]
于是，通过混频和低通滤波处理后的基带信号为：
[0081][0082]
若忽略连续的段内相位差，该信号在各子段边界处的相位差为：
[0083][0084]
其中，为类frank序列的差序列之间所得的相位差值。若能找到一个使得等式成立，则相位跳变即可被抵消，非连续谱lfm信号的模糊函数就能够与连续谱lfm信号的模糊函数相同。假设有则可推得：
[0085][0086]
由类frank序列的特性可知，类frank矩阵的阶数q可以取硬件可实现范围内的任意整数值，从该矩阵中抽取的行数s、r也可以根据目标的距离r(可从辅助测距系统获得)和发射载波频率的跳变值δf的改变而改变。当r
·
δf发生变化时，由于q可以取任意的整数值，且s、r也可在矩阵中任意选取。故通过改变q、s、r的值就能满足与相等的条件，从而使得式(13)成立。此时，由于频谱非连续而造成的相位跳变就能被抵消。
[0087]
相位跳变被抵消的ds
‑
lfm信号的相位及其他波形特性与lfm信号相同。因此，调制有类frank序列的ds
‑
lfm信号在接收端已与lfm信号没有本质差别。
[0088]
实施例
[0089]
分别对载波频率个数为3和5的ds
‑
lfm信号进行仿真，仿真中采样频率均设置为480khz，两种仿真的具体参数设置如下：
[0090]
载频个数为3时，载频的初始频率f
c
为1mhz、1.000 6mhz和1.001 2mhz。目标距离r设定为10km，发射波形的带宽b为60khz，总脉冲宽度t为5ms。选用的类frank序列的阶数为
25，时延参数r选为16。根据载频间隔与目标距离从类frank矩阵中选取第一、十、十九行组成类frank序列。图2和图3为该情况下的仿真结果。
[0091]
载频个数为5时，载频的初始频率f
c
为1mhz、1.001mhz、1.002mhz、1.003mhz和1.004mhz。目标距离r为7.5km，发射波形的带宽b为120khz，总脉冲宽度t为2.5ms.选用的类frank序列的阶数为20，时延参数r选为24。根据载频间隔与目标距离从类frank矩阵中选取第一、三、五、七、九行组成所需的类frank序列。图4和图5为该情况下的仿真结果。
[0092]
通过对调制有类frank序列的3载频和5载频的ds
‑
lfm信号的仿真可以看出，该方法可以补偿ds
‑
lfm信号在接收端的基带信号相位跳变，由此改善ds
‑
lfm接收基带信号的相位质量。由该方法得到的模糊函数也有较好的特性，其距离模糊问题得到了解决。