高频LLC中同步整流的电流检测电路、检测方法及控制方法与流程

高频llc中同步整流的电流检测电路、检测方法及控制方法
技术领域
1.本发明电力电子技术领域，尤其涉及高频llc中同步整流的电流检测电路、检测方法及控制方法。


背景技术：

2.同步整流技术的应用，可以进一步降低同步整流的损耗，提高整体效率，特别是在低输出电压、大输出电流的场景中尤为重要。同步整流的开通时间和关断时间需要精确的控制。然而，对于高开关频率、大输出电流的llc谐振变换器，准确控制同步整流的开通时间和关断时间是一个非常困难的问题。
3.目前流行的同步整流控制方法主要有：第一，基于检测同步管电流的方法；第二，基于同步管体二极管的导通时间的控制方法。对于第一种方法，一般采用电流互感器、罗氏线圈、霍尔传感器等来检测同步管电流，这种检测方法需要串联在电路中或绕在导线上，这将导致变压器二次侧的漏感和电阻增大，会导致变压器二次侧的电压尖峰和功率损耗增加，这不利于实现高效率和高可靠性。对于第二种方法，由于这种方法不是逐周期控制的方法，在负载突变、软启动、短路等复杂的暂态过程中，需要对同步整流控制信号进行仔细的调整和检查，这既耗时又增加了控制的复杂性。


技术实现要素：

4.针对现有技术中存在的问题，本发明提供了高频llc中同步整流的电流检测电路、检测方法及控制方法，可以在无源器件较少的情况下检测高频llc谐振变换器中的谐振电流和励磁电流，从而得到同步整流电流，适用于高频大电流条件下的llc谐振变换器的逐周期同步整流控制。
5.为了解决上述技术问题，本发明通过以下技术方案予以实现：
6.一种高频llc中同步整流的电流检测电路，包括电阻r1、电阻r2、电容c、电流互感器ct1和电流互感器ct2，所述电阻r1的一端分别与所述电阻r2的一端和所述电容c的一端连接，所述电阻r1的另一端与所述电流互感器ct1的同名端连接，所述电流互感器ct1的异名端分别与所述电容c的另一端和所述电流互感器ct2的同名端连接，所述电流互感器ct2的异名端与所述电阻r2的另一端连接；所述电流互感器ct1用于与高频llc中的谐振电感器l
r
的磁芯连接，且所述电流互感器ct1的同名端与所述谐振电感器l
r
的同名端位于同一侧；所述电流互感器ct2用于与高频llc中的励磁电感l
m
的磁芯连接，且所述电流互感器ct2的同名端与所述励磁电感l
m
的异名端位于同一侧。
7.进一步地，记：所述谐振电感器l
r
的匝数与所述电流互感器ct1的匝数之比为n1:1；所述励磁电感l
m
的匝数与所述电流互感器ct2的匝数之比为n2:1；
8.则
9.10.进一步地，所述电流互感器ct1与高频llc中的谐振电感器l
r
的磁芯采用磁耦合连接，所述电流互感器ct2与高频llc中的励磁电感l
m
的磁芯采用磁耦合连接。
11.进一步地，所述电阻r1和所示电阻r2的阻值为千欧姆级。
12.一种高频llc中同步整流的电流检测方法，应用所述的检测电路进行检测，包括：
13.将所述电流互感器ct1与高频llc中的谐振电感器l
r
的磁芯连接，将所述电流互感器ct2与高频llc中的励磁电感l
m
的磁芯连接；
14.则，
[0015][0016]
其中，
[0017]
i
sr
＝n2(i
lr
‑
i
lm
)
[0018]
式中，i
lr
为流过所述谐振电感器l
r
的电流；i
lm
为流过所述励磁电感l
m
的电流；v
s
为所述电容c两端的电压；n1:1为所述谐振电感器l
r
的匝数与所述电流互感器ct1的匝数之比；n2:1为所述励磁电感l
m
的匝数与所述电流互感器ct2的匝数之比；i
sr
为高频llc中的同步整流电流。
[0019]
进一步地，将所述电容c两端的电压v
s
进行整流滤波后得到直流电压，利用所述直流电压检测高频llc的输出电流。
[0020]
一种高频llc中同步整流的控制方法，基于所述的电流检测方法得到的电容c两端的电压v
s
进行控制，包括：
[0021]
将所述电容c两端的电压v
s
分别与预设的正电压阈值和负电压阈值进行比较；
[0022]
当所述电容c两端的电压v
s
大于正电压阈值时，控制高频llc中的同步管sr2的驱动信号v
gssr2
输出正电平；
[0023]
当所述电容c两端的电压v
s
小于负电压阈值时，控制高频llc中的同步管sr1的驱动信号v
gssr1
输出正电平。
[0024]
进一步地，通过减小预设的正电压阈值的幅值，实现高频llc中的同步管sr2的驱动信号v
gssr2
输出正电平的时长增加；通过增加预设的负电压阈值的幅值，实现高频llc中的同步管sr1的驱动信号v
gssr1
输出正电平的时长增加。
[0025]
进一步地，还包括：通过减小电阻r2的阻值改变所述电容c两端的电压v
s
的波形，进而减小同步管sr1的实际导通时间和同步管sr1的驱动信号v
gssr1
正电平时间的时间差，以及减小同步管sr2的实际导通时间和同步管sr2的驱动信号v
gssr2
正电平时间的时间差。
[0026]
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：本发明提供的一种高频llc谐振变换器中同步整流的电流检测电路，在应用时：
[0027]
(1)本发明与传统的llc谐振变换器的同步整流控制方法比较，本发明有更高的的带宽，在检测更高频率的变换器的电流时具有更大的准确性和优势，在低输出电压、大输出电流的场景下有更强的抗干扰能力。因此本发明更加适用于高开关频率、大输出电流的llc谐振变换器，且本发明所提出的llc谐振变换器的同步整流控制方法是逐周期同步整流控制方法；可以在无源器件较少的情况下检测高频llc谐振变换器中的谐振电流和励磁电流，从而得到同步整流电流，适用于高频大电流条件下的llc谐振变换器的逐周期同步整流控制。
[0028]
(2)本发明的检测电路中，电阻r1和r2的阻值在千欧姆级别，这使得在保证固定增益l/nrc的情况下，流过电阻r1和r2的电流非常小，检测电路中的损耗非常低，对高功率密度变换器效率的影响可以忽略；
[0029]
(3)本发明针对同步整流的驱动延迟，可以通过减小r2的阻值来补偿同步整流的驱动延迟，提高了同步整流的准确性，提高了电路在同步整流处的效率；
[0030]
(4)本发明检测电路中电容c两端的电压v
s
经过整流滤波，可以进一步计算得到输出电流，可以通过此进行后续的电流的采样。
[0031]
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
[0032]
为了更清楚地说明本发明具体实施方式中的技术方案，下面将对具体实施方式描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0033]
图1是本发明所述用于高频llc中同步整流的电流检测电路的llc谐振电路拓扑图；
[0034]
图2是本发明所述用于高频llc中同步整流的电流检测电路的单匝检测线圈示意图；
[0035]
图3是本发明所述用于高频llc中同步整流的电流检测电路的幅频和相频特性曲线图；
[0036]
图4是本发明所述用于高频llc中同步整流的电流检测电路的连接方式；
[0037]
图5是本发明所述用于高频llc中同步整流的电流检测电路中获得输出电流信号与输出电流的关系图；
[0038]
图6是本发明所述用于高频llc中同步整流的电流检测电路中由电容c两端电压v
s
得到同步管的驱动信号的示意图；
[0039]
图7是本发明所述用于高频llc中同步整流的电流检测电路对同步整流延迟的补偿波形；
[0040]
图8是本发明所述用于高频llc中同步整流的电流检测方法测得谐振电流i
lr
与使用电容分流方法测量谐振电流i
lr
作比较的波形；
[0041]
图9是利用本发明所提出的方法测量的谐振电流i
lr
、励磁电流i
lm
和同步整流电流i
sr
的波形；
[0042]
图10是利用本发明所提出的同步整流的电流检测方法所检测到的电流信号在实际电路中控制同步整流的波形。
具体实施方式
[0043]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提
下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0044]
如图1所示，是本发明所述的一种高频llc谐振变换器中同步整流的电流检测电路，包括电阻r1、电阻r2、电容c、电流互感器ct1和电流互感器ct2，电阻r1的一端分别与电阻r2的一端和电容c的一端连接，电阻r1的另一端与电流互感器ct1的同名端连接，电流互感器ct1的异名端分别与电容c的另一端和电流互感器ct2的同名端连接，电流互感器ct2的异名端与电阻r2的另一端连接；电流互感器ct1用于与高频llc谐振变换器中的谐振电感器l
r
的磁芯磁耦合连接，且电流互感器ct1的同名端与谐振电感器l
r
的同名端位于同一侧；电流互感器ct2用于与高频llc谐振变换器中的励磁电感l
m
的磁芯磁耦合连接，且电流互感器ct2的同名端与励磁电感l
m
的异名端位于同一侧。
[0045]
其中，记：谐振电感器l
r
的匝数与电流互感器ct1的匝数之比为n1:1；励磁电感l
m
的匝数与电流互感器ct2的匝数之比为n2:1；
[0046]
则
[0047][0048]
图1中虚线框内的电路结构为高频llc谐振变换器的电路拓扑。
[0049]
一种高频llc谐振变换器中同步整流的电流检测方法，应用本发明的检测电路进行检测，具体包括：
[0050]
将电流互感器ct1与高频llc谐振变换器中的谐振电感器l
r
的磁芯连接，将电流互感器ct2与高频llc谐振变换器中的励磁电感l
m
的磁芯连接；
[0051]
则，
[0052][0053]
其中，
[0054]
i
sr
＝n2(i
lr
‑
i
lm
)
[0055]
式中，i
lr
为流过谐振电感器l
r
的电流；i
lm
为流过励磁电感l
m
的电流；v
s
为电容c两端的电压；n1:1为谐振电感器l
r
的匝数与电流互感器ct1的匝数之比；n2:1为励磁电感l
m
的匝数与电流互感器ct2的匝数之比；i
sr
为高频llc谐振变换器中的同步整流电流。
[0056]
为了便于更好的理解本发明内容，下面进行更加详细的解释说明。
[0057]
图2(a)示出了单匝检测线圈示意图。图2(b)示出了单匝检测线圈简化电路的示意图。在电感器的磁芯上缠绕一个单匝检测线圈，形成n:1变压器。n是电感器的绕组匝数。电阻器和电容器串联在检测线圈上。根据图2(b)，可以得到检测电流信号，即电容器c两端的电压v
s
的表达式为：
[0058][0059]
其中由于ls/n2r<<1，并且1/rcs<<1，可以忽略ls/n2r和1/rcs。由于g＝v
s
/i，所以由上式可得增益g的表达式：
[0060][0061]
图3示出了所提出的同步整流电流检测方法的幅频和相频特性曲线图。在下限频率1/2πrc和上限频率n2r/2πl范围内，电容器c两端的电压v
s
与电感电流成正比，并且两者之间没有相位差，如图3所示。可以看出，该方法具有非常宽的频率范围，适合于高频场景下的应用。在电感中，l是谐振电感的感值l
r
；在变压器中，l是变压器励磁电感的感值l
m
。
[0062]
采用上述方法，可以分别检测谐振电感电流i
lr
和变压器励磁电流i
lm
。同步整流电流i
sr
是两者之差的n2倍。
[0063]
i
sr
＝n2(i
lr
‑
i
lm
)
[0064]
图4示出了所提出的同步整流电流检测方法检测电路的连接方式。通过交换检测线圈的端子，可以改变电容器c两端的电压v
s
的极性。通过如图4所示的方式连接电路来实现谐振电流i
lr
和励磁电流i
lm
的减法，而且可以使无源元件电容器减少一个。根据电路叠加定理，电容器c两端的电压v
s
是谐振电感电流i
lr
和变压器励磁电流i
lm
的激励结果之和。可得电容器c两端的电压v
s
的表达式：
[0065][0066]
通过调整r1和r2的值，可以保证上式中i
lr
和i
lm
的系数相等，即r1和r2满足如下关系：
[0067][0068]
当r1和r2的值满足上式的关系，那么电容器c两端的电压v
s
与同步整流电流i
sr
成比例。
[0069][0070]
作为优选的实施方式，图5示出了电容器c两端的电压v
s
的绝对值的平均值与输出电流i
o
的关系。由电路基本知识可知同步整流电流i
sr
绝对值的平均值等于输出电流i
o
，即avg(|i
sr
|)＝i
o
。因此，可以在对电容器c两端的电压v
s
校正和滤波之后得到输出电流i
o
，即通过对avg(|v
s
|)的运算得到输出电流i
o
。可以得出avg(|v
s
|)/i
o
＝avg(|g i
sr
/n2|)/i
o
＝g/n2。图9示出了k
·
avg(|v
s
|)随i
o
的变化曲线，可以看到具有很好的线性。k
·
avg(|v
s
|)/i
o
的斜率为0.016，与计算结果k
·
g/n2＝1.5
×
0.056/5＝0.017接近。系数k是校正和滤波过程中v
s
的放大倍数，其值等于1.5。这进一步证明了该检测方法的准确性。
[0071]
一种高频llc谐振变换器中同步整流的控制方法，基于本发明的电流检测方法得到的电容c两端的电压v
s
进行控制，具体包括：
[0072]
如图6(a)所示，将电容c两端的电压v
s
分别与预设的正电压阈值和负电压阈值进行比较；
[0073]
如图6(b)所示，当电容c两端的电压v
s
大于正电压阈值时，控制高频llc谐振变换器中的同步管sr2的驱动信号v
gssr2
输出正电平；当电容c两端的电压v
s
小于负电压阈值时，控制高频llc谐振变换器中的同步管sr1的驱动信号v
gssr1
输出正电平。
[0074]
作为优选的实施方式，通过减小预设的正电压阈值的幅值，实现高频llc谐振变换器中的同步管sr2的驱动信号v
gssr2
输出正电平的时长增加；通过增加预设的负电压阈值的幅值，实现高频llc谐振变换器中的同步管sr1的驱动信号v
gssr1
输出正电平的时长增加。
[0075]
作为优选的实施方式，还包括：由于电路中存在一定时长的驱动延迟，这将导致同步管的实际导通时间将滞后于同步整流控制信号的给定时间。本发明中，通过减小电阻r2的阻值改变电容c两端的电压v
s
的波形，进而减小同步管sr1的实际导通时间和同步管sr1的驱动信号v
gssr1
正电平的时间差，以及减小同步管sr2的实际导通时间和同步管sr2的驱动信号v
gssr2
正电平的时间差。如图7所示，随着r2的减小，曲线有向左倾斜的趋势，从而使电容c两端的电压v
s
的波形向左移动，补偿驱动延时。
[0076]
此外，如果检测线圈非常接近绕组，检测信号可能会受到高dv/dt的干扰。这时，可以在在检测线圈和绕组之间加入屏蔽层，然后将屏蔽层连接到稳定电位点。屏蔽层可以绕过噪声，防止检测信号受到干扰。
[0077]
图8示出了使用电容分流方法测量谐振电流i
lr
与本发明所提出用于高频llc中同步整流的电流检测电路、检测方法及控制方法测得谐振电流i
lr
作比较的波形。分别测量并给出了llc谐振变换器在三种工作条件下，即开关频率小于谐振频率，等于谐振频率，大于谐振频率时谐振电流i
lr
的波形以及开关频率为600khz下的谐振电流i
lr
的波形。
[0078]
图9示出了利用本发明所提出的方法测量的谐振电流i
lr
、励磁电流i
lm
和同步整流电流i
sr
。分别测量并给出了llc谐振变换器在三种工作条件下，即开关频率小于谐振频率，等于谐振频率，大于谐振频率时谐振电流i
lr
、励磁电流i
lm
和同步整流电流i
sr
的波形。
[0079]
图10示出了利用本发明所提出的同步整流的电流检测方法所检测到的电流信号在实际电路中控制同步整流的波形。同步整流控制信号是通过将检测到的电容c两端的电压v
s
与事先设定的阈值电压进行比较得到的。同时，在负载短路的情况下，需要增加llc谐振变换器的开关频率以限制输出电流在所需的范围内。在所述工况下，同步整流控制信号仍能很好的给出。
[0080]
最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。