一种低信噪比的信号还原方法及系统与流程

1.本发明涉及信号处理技术领域，尤其涉及一种低信噪比的信号还原方法及系统。


背景技术：

2.雷达接收系统通常由接收机和信号处理器两部分构成。接收机接收来自天馈系统的回波信号，并在接收机内部通过放大、变频、滤波、正交化及数据抽取等处理后输出含有相应回波信息的中频信号。信号处理分系统对接收机输出的中频回波信号进行数字采样，将其量化为数字信号后进入信号处理进行数字处理。为了获得雷达接收系统的最大线性动态范围能力，通常会调整雷达接收机增益，将雷达接收机输出最小信号电平设计到与数字中频adc底噪电平接近。由于接收机输出信号与adc器件底噪叠加后会出现能量相加，造成接收机输出信号功率较小时，信号进入信号处理分系统采样后功率出现偏离真实功率的现象。
3.如图1所示，adc对接收机输出信号进行采样时，采样输出的信号是接收机输出信号与adc底噪叠加后的混合信号。根据能量守恒原理，采样输出的混合信号能量是接收机输出信号能量与adc噪声能量的总和，混合信号功率大于接收机输出的实际功率，当接收机输出功率越接近adc底噪，即信噪比越小，混合信号功率相对于接收机输出的实际信号功率偏离越大；在回波信号较弱时，信号处理器的采样量化噪声将严重影响雷达输出反射率产品的准确性，并恶化雷达探测灵敏度与接收动态范围等雷达系统接收能力。因此，如何还原低信噪比信号的量化功率，是现阶段需要解决的问题。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于克服现有技术的缺点，提供了一种低信噪比的信号还原方法及系统，解决了在低信噪比信号量化过程中，adc采样底噪对量化接收机输出信号功率的影响的问题。
5.本发明的目的通过以下技术方案来实现：一种低信噪比的信号还原方法，所述还原方法包括：测量adc的采样底噪功率，并进行存储以便于信号幅度系数的计算；通过adc器件以高倍采样率对接收机输出信号进行采样量化，得到接收机输出信号与adc采样底噪叠加的混合数字信号；信号处理器对adc器件输出的混合数字信号依次进行下变频、滤波和正交化处理得到基于基带的i/q信号，并对i/q信号进行处理；接收处理后的i/q信号并读取adc的采样底噪功率，根据幅度系数计算公式计算还原接收机输出信号幅度所需的i/q幅度系数；对幅度系数相乘前的i/q信号进行延时处理，并通过信号还原公式将延时输出的i/q信号与幅度系数相乘输出具备接收机输出真实功率的i/q信号。
6.所述对i/q信号进行处理包括对i/q信号以等时钟间隔抽取的方式进行抽取，以降
低输出数据率。
7.所述幅度系数计算公式包括：；所述信号还原公式包括i信号还原公式和q信号还原公式。
8.得到所述幅度系数计算公式和信号还原公式的步骤包括：设adc器件采集后正交解调输出的混合数字信号线性功率为p
m
(mw) =i
²
+q
²
，接收机实际输入信号线性功率为p
s
(mw) = i
s
²
+q
s
²
；根据混合数字信号功率是噪声线性功率和输入信号线性功率的叠加得到i2+q2=p
n
(mw)+( i
s
²
+q
s
²
)，其中p
n
(mw)表示噪声信号线性功率；根据混合信号线性功率与信号理论功率之间功率差，对应i/q信号为信号的幅度差并用参数a表示幅度系数，得到i
s =a
×
i，q
s =a
×
q；进而得到i2+q2=p
n
(mw)+（（a
×
i）2+（a
×
q）2），并对其进行分解得到幅度系数；根据幅度系数公式得到i信号还原公式和q信号还原公式。
9.一种低信噪比的信号还原系统，它包括存储器、adc器件、信号处理器、幅度系数计算模块、数据延时模块和幅度还原模块；所述存储器用于存储测量得到的adc采样底噪功率；所述adc器件用于以高倍采样率对接收机输出信号进行采样量化，得到接收机输出信号与adc采样底噪叠加的混合数字信号；所述信号处理器用于对adc器件输出的混合数字信号依次进行下变频、滤波和正交化处理得到基于基带的i/q信号，并对i/q信号进行处理；所述幅度系数计算模块用于接收处理后的i/q信号并读取adc的采样底噪功率，根据幅度系数计算公式计算还原接收机输出信号幅度所需的i/q幅度系数；所述数据延时模块用于对幅度系数相乘前的i/q信号进行延时处理；所述幅度还原模块用于通过信号还原公式将延时输出的i/q信号与幅度系数相乘输出具备接收机输出真实功率的i/q信号。
10.本发明具有以下优点：一种低信噪比的信号还原方法及系统，采用数字信号处理器内部算法消除adc采样底噪对量化接收机输出信号功率的影响，通过预先采集并计算出信号处理器中adc的采样底噪功率，并记入存储器，在信号处理器adc器件量化接收机输出信号功率时，通过量化输出的信号功率与预先记入存储器的adc采样底噪功率计算出幅度还原系数并对adc量化的接收机输出信号进行幅度还原；通过幅度还原方法消除了adc采样底噪对量化接收机输出信号功率的影响，最大
可将雷达接收系统探测灵敏度提高3db、动态范围提高6db，雷达接收能力大幅改善；采用全数字处理方式，并将处理过程集成到原有的信号处理器算法中，在大幅提高雷达整机性能的情况下不增加任何额外的硬件成本，从而变相的降低了同性能雷达系统的设备开发、生产与调测费用，降低了雷达成本；不增加硬件设备，从而在大幅提高雷达整机性能的同时不增加雷达体积与重量，提高了设备的集成度。
附图说明
11.图1 为adc采样的信号示意图；图2 为本发明方法的流程示意图；图3 为功率还原测试结果示意图。
具体实施方式
12.为使本技术实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本技术实施例中附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本技术实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下结合附图中提供的本技术的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本技术的保护范围，而是仅仅表示本技术的选定实施例。基于本技术的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。下面结合附图对本发明做进一步的描述。
13.本发明普遍适用于x波段雷达、ka波段雷达、w波段雷达、激光雷达等需要adc器件进行模数转换过程的气象雷达设备中；在不增加硬件成本的情况下消除了adc器件采样噪声对量化接收机输出信号功率的影响，可将雷达探测灵敏度性能提升3db、线性动态范围提升6db。该方法的运用还原了雷达探测到的回波信号真实功率，提高雷达输出弱回波反射的率准确性。该方法的运用，消除了adc采样底噪对量化接收机输出信号的影响，提高雷达系统探测灵敏度与可接收的功率线性动态范围，从而大大提高了雷达探测能力，提前了灾害性天气的预警时间与监控范围。具体包括以下内容：在常规天气雷达接收系统中，通常采用信号处理器的adc对接收机输出回波信号进行采样量化，并将量化后的信号进行变频、滤波、正交化、抽取处理后直接进行气象产品的计算。由上文描述可知，在回波较弱，即回波信号信噪比较低时，信号处理器的采样量化噪声将严重影响雷达输出反射率产品的准确性，并恶化雷达探测灵敏度与接收动态范围等雷达系统接收能力。
14.本发明中，设如下条件：噪声信号线性功率为p
n
(mw)、输入信号线性功率为p
s
(mw)、混合信号线性功率为 p
m
(mw)、adc采集后正交解调输出信号为i+j
×
q、理论信号正交解调输出为：i
s
+j
×
q
s
。
15.由于能量守恒原理，混合信号线性功率等于adc采样噪声功率与输入信号功率之和，如下式：p
m
(mw) = p
n
(mw) + p
s
(mw)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（1）由上式可得，接收机输出信号功率（p
s
(mw)）越小，信噪比越小，采样噪声（p
n
(mw)）
对混合信号功率（p
m
(mw)）的贡献越大，当接收机输出功率与信号处理器采样底噪功率相等时，即p
n
(mw) = p
s
(mw)时，混合信号功率将达到接收机输出信号功率的两倍，即3db。如下式：p
m
(mw) = p
n
(mw) + p
s
(mw) = 2
×
p
s
(mw)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（2）如果信号处理器采样、变频、正交化后的信号不做功率还原，直接输出生成气象产品，将直接造成气象反射率产品不准确，严重影响气象雷达的探测。
16.根据现有技术存在的问题，信号处理器需对adc采样输出信号实现消除采样底噪影响，还原接收机输出信号功率，以达到提高气象雷达输出反射率产品的准确性，提高雷达的探测能力。
17.混合功率是噪声功率与输入信号功率的总和，adc噪声功率在正常工作环境下接近一固定值，在信号处理器与接收机联机调测前便可通过信号处理器单机测试获取。在雷达工作过程中，混合功率可根据adc实时采集输出。接收机输出实际功率可由混合功率值减去adc采样噪声功率计算，以消除adc采样噪声对接收机输出功率检测的造成误差。
18.混合信号线性功率即adc采集后正交解调输出的信号功率，如下式：p
m
(mw) =i
²
+q
²ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（3）接收机输入信号实际功率：p
s
(mw) = i
s
²
+q
s
²ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（4）混合功率是噪声功率与输入信号功率的叠加，即线性功率相加，由公式（3）、（4）可得：i2+q2=p
n
(mw)+( i
s
²
+q
s
²
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（5）混合信号功率与信号理论功率存在的功率差，对应i/q信号为信号的幅度差。幅度差值可用一幅度系数来表示，由于i信号和q信号为两路等幅的正交信号，因此混合信号正交解调后的i信号和q信号幅度与信号理论的i信号幅度和q信号幅度系数一致，设为a，即：i
s =a
×
i、q
s =a
×
q；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（6）根据公式（5）、（6）可得下式：i2+q2=p
n
(mw)+（（a
×
i）2+（a
×
q）2）
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（7）分解上式可得幅度系数如下式所示：
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（8）公式（8）所示的幅度系数即为信号处理器对接收机输出信号采样后，为了消除采样噪声对接收机输出信号功率的影响，对i/q信号进行幅度还原所需要的幅度相乘系数。因此可得，对信号处理器采样输出的混合信号的i/q正交信号进行幅度还原后的信号如下式所示：
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（9）
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（10）
由此还原了接收机输出的真实信号。
19.如图2所示，本发明整个处理过程全部基于数字处理，在原有的信号处理系统中即可完成，不增加任何硬件设备。具体处理过程如下：s1、在信号处理器单机调测完成后即可通过输入端接负载的方式测量adc的采样底噪功率，并将此功率值存储于信号处理器的非易失性存储器中，以便后续计算信号幅度系数。
20.s2、根据奈奎斯特定律，通过adc器件以高倍采样率对接收机输出信号进行采样量化，采样输出信号实则为接收机输出信号与adc采样底噪叠加的混合信号。
21.s3、信号处理器通过内置可编程的正交混频滤波器对adc输出的混合数字信号进行下变频、滤波以及正交化处理，得到基于基带的i/q信号。由于雷达信号带宽相对于采样率较小，为了降低后续数据处理压力，此处对i/q数据进行抽取，抽取方式为等时钟间隔抽取，以降低输出数据率。
22.s4、幅度系数计算模块接收抽取后的i/q数据，并从非易失性存储器中读取adc的采样底噪功率，根据公式（8）以高倍时钟计算还原接收机输出信号幅度所需的i/q幅度系数。
23.s5、由于对i/q数据进行幅度系数计算需要耗费多个时钟周期，所以需对系数相乘前的i/q数据做延时处理，以匹配i/q数据和系数数据的同步。当延时后的i/q信号和与其相对应的幅度系数同步到达幅度还原模块，经过幅度还原模块的乘法器根据公式（9）、（10）将延时输出的i/q数据与幅度系数相乘后输出具备接收机输出真实功率的i/q信号。
24.由于为了保证雷达整机的弱信号探测能力，设计接收机输出信号功率一般需满足不小于信号处理器adc采样底噪功率。根据真实数据计算，当接收机输出信号功率足够大时（即信噪比足够高），adc采样底噪对最终输出功率影响不明显，此功率还原方案还原输出的i/q信号功率与还原前的i/q信号功率几乎一致。当接收机输出信号功率高出adc底噪10db时，本发明的方案可将信号处理器输出功率修正0.4db，当接收机输出信号功率高出adc底噪5db时，本发明的方案可将信号处理器输出功率修正1.2db，接收机输出功率与adc底噪功率相等时，本发明的方案可将信号处理器输出功率修正3db。
25.由此可见，当接收机输出信号功率越小（及信噪比越低），adc采样底噪对adc采样输出功率影响越明显，通过本发明还原出的信号功率与还原前的信号功率相差越大，当接收机输出功率与adc采样底噪功率相当是，最多可还原3db的信号功率，雷达接收系统灵敏度提高3db，接收线性动态范围提高6db，雷达输出反射率因子修正3db。通过大量数据测试，本发明还原输出的信号功率与接收机输出的真实功率基本重合，能对提高雷达小信号反射率产品准确性与改善雷达探测灵敏度有非常明显的效果。功率还原测试结果如图3所示.以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。