一种宽频电阻分压器的误差校准方法及装置与流程

1.本发明涉及计量技术领域，尤其涉及一种宽频电阻分压器的误差校准方法及装置。


背景技术：

2.比例计量在电学计量中有十分重要的作用，主要是可解决量程扩展的问题。由于计量标准或测量仪表往往只是在一定范围内具有很高的准确度，若要对大范围的电学量值进行准确测量就要通过比例装置来实现。比例器通常做成附件型专用比例装置或者比例标准装置，作为各种测量装置量程扩展器。采用比例标准装置不仅可使测量仪器统一为标准形式，结构简单可靠，而且测量准确度也高于直接用仪器，尤其能提高电路的绝缘性能，保护测量仪表和使用者的安全。随着测量技术的发展，原本作为附件的比例装置已经可以做得比测量仪器本身准确度高，因此，可以作为主标准器，配以辅助测量仪器来完成测试工作。
3.在近代电学精密测量领域，利用比例和比例关系达到测量的目的是十分普遍的。许多精密计量都依靠电压比、电流比计量。对各种电压比例器件、分流器、可变电阻、可变电容、电桥、衰减器都是根据比例的原理设计的。感应分压器、电桥比例臂、应变仪衰减器等的校准标定都要求比例标准做精密测量。
4.交流电阻分压器是一种重要的电磁器件，主要用于交流电压量程扩展，是拓宽交流电压测量范围的必备设备。交流比例分压器对所有交流电压计量仪器，包括交流电压源、交流电压表、交直流转换器、测量放大器、相位计等都适用。精密交流电压、功率计量无论是采样交直流热电比较法，还是交流采样测量法都必须将被测交流电压通过交流分压器衰减为一个可以直接被数字采集器或热电变换器可以接受的电压。宽频交流源技术在国防军工装备研制生产试验过程中有广泛应用，宽频交流电压必须通过交流分压装置才能溯源到交直流转换标准。
5.宽频电阻分压器的校准一直是电学计量领域的难题，难度在于高准确度比差和角差的校准，国内还没有建立起完善的宽频电阻分压器的校准体系，没有建立宽频电阻分压器校准装置的计量标准，没有成熟的宽频电阻分压器校准规范。开展宽频电阻分压器校准方法和校准装置研究的机构、单位也较少。少数研究的一般采用先校准直流电压比差，再校准交直流差，角差则无法校准。
6.中国专利zl2016108844939公开了一种基于等效性原理建立误差模型的交流电阻分压器校正方法。该专利提出了一种基于等效性原理建立误差模型的交流电阻分压器校正方法，包括建立所述交流电阻分压器的频率误差等效模型，利用此模型完成所述交流电阻分压器在50hz～100khz频率范围的误差的分析。中国专利zl201510999332x公开了一种可自校准电阻分压器。该专利提出了一种电阻分压器的自校准方法，通过主分压器和参考分压器逐段比较的方法，实现了对电阻分压器的精确校准。该技术受限于参考感应分压器，校准频率范围窄，电压较低，只能保障交流低电压下电阻分压器比差的向下传递。


技术实现要素：

7.为使宽频电阻分压器的比差和角差测量准确度高，本发明提供一种宽频电阻分压器的误差校准方法及装置。
8.为实现上述发明目的，本发明的技术方案是：
9.本发明提供一种宽频电阻分压器的误差校准方法，包括：
10.s1.利用多个多功能标准源分别通过多个第一通道和多个第二通道为多个级别的所述宽频电阻分压器提供多个级别的电压信号；
11.s2.在所述多个多功能标准源提供每一级别的电压信号时，所述第一通道设置有上一级宽频电阻分压器，所述第二通道设置有本级宽频电阻分压器；
12.s3.利用多个数字采样系统分别接收所述多个第一通道的分压信号以及所述多个第二通道的分压信号并采样；
13.s4.根据所述多个第一通道的分压信号的比差和角差以及所述多个第二通道的分压信号的比差和角差，得到净比差和净角差。
14.根据本发明的一个方面，在所述步骤s1之前，利用多功能标准源分别通过第一通道和第二通道为数字采样系统提供电压信号，对所述数字采样系统的零点误差进行修正。
15.根据本发明的一个方面，所述步骤s3还包括：在所述利用多个数字采样系统分别接收所述多个第一通道的分压信号以及所述多个第二通道的分压信号并采样的过程中，利用非整周期补偿算法弥补所述多个数字采样系统的非整周期采样的误差。
16.根据本发明的一个方面，所述非整周期补偿算法的过程包括：
17.对所述分压信号中含有谐波的交流信号建立数学模型，为：
[0018][0019]
其中，ω为角频率，t为分压信号的周期，k为谐波的次数，a0为直流分量， ak和bk为谐波分量；
[0020]
利用所述数字采样系统对所述交流信号进行非整周期采样，得到离散信号，为：
[0021][0022]
其中，采样间隔为ts；
[0023]
利用数字信号处理算法对所述离散信号进行处理，得到各次谐波信号的频率、幅值和相位，其中，为第k次谐波信号的幅值，arctan(ak/bk) 为第k次谐波信号的相位；
[0024]
根据所述频率、幅值和相位得到所述分压信号的直流分量和各次谐波分量，并通过以下公式进行补偿，
[0025][0026]
其中，a＝(a0,a1,a2,
…
,ak,b1,b2,
…
,bk)
t
表示所述分压信号的直流分量、各次谐波分量的真值组成的矢量；表示非整周期采样条件下，利用傅立叶变换原理得到的直流分量、各次谐波分量的估计值组成的矢量；
[0027][0028]
利用插值法计算非整周期采样偏差，使所述非整周期采样偏差满足 |δ|＜1，得到整周期采样的补数为：
[0029][0030]
其中，采样周期为n+δ，采样周期的终点在n和n+l之间，起始点的采样点为y0，y1是第一个采样点，预期终点附近的两个采样点分别为yn和y
n+l
。
[0031]
根据本发明的一个方面，所述宽频电阻分压器包括依次连接的电阻主分压部分、电容盒和缓冲放大器。
[0032]
根据本发明的一个方面，所述上一级宽频电阻分压器为2v宽频电阻分压器、4v宽频电阻分压器、8v宽频电阻分压器、16v宽频电阻分压器、 32v宽频电阻分压器、64v宽频电阻分压器、120v宽频电阻分压器、240v 宽频电阻分压器和480v宽频电阻分压器；
[0033]
所述本级宽频电阻分压器为4v宽频电阻分压器、8v宽频电阻分压器、 16v宽频电阻分压器、32v宽频电阻分压器、64v宽频电阻分压器、120v 宽频电阻分压器、240v宽频电阻分压器、480v宽频电阻分压器和1000v 宽频电阻分压器。
[0034]
根据本发明的一个方面，所述多功能标准源输出并为所述宽频电阻分压器的电压信号为0.8v、2v、4v、8v、16v、32v、64v、120v、240v和 480v。
[0035]
本发明还提供一种利用上述宽频电阻分压器的误差校准方法实现的宽频电阻分压器的误差校准装置，包括：多功能标准源、第一宽频电阻分压器、第二宽频电阻分压器、第一数字采样系统和第二数字采样系统，
[0036]
所述第一宽频电阻分压器设置有第一通道，所述第二宽频电阻分压器设置有第二通道；
[0037]
所述第一宽频电阻分压器通过所述第一通道与所述第一数字采样系统连接，所述第二宽频电阻分压器通过所述第二通道与所述第二数字采样系统连接；
[0038]
所述多功能标准源分别通过所述第一通道和所述第二通道为所述第一宽频电阻分压器和所述第二宽频电阻分压器提供电压信号。
[0039]
根据本发明的另一个方面，所述第一数字采样系统和所述第二数字采样系统均包括：3458a数字采样模块、pxie机箱、控制器、pxi-5421信号发生模块、gpib控制模块和gpib线，
[0040]
所述pxie机箱、所述控制器和所述pxi-5421信号发生模块共同控制两个3458a数字采样模块进行同步采样；
[0041]
所述gpib线用于将所述3458a数字采样模块、所述pxie机箱、所述控制器、所述
pxi-5421信号发生模块和所述gpib控制模块依次连接。
[0042]
根据本发明的另一个方面，所述第一数字采样系统和所述第二数字采样系统均包括：pxi-5922数字采样模块、pxie-6674t时钟模块、gpib控制模块、gpib线、pxie机箱和控制器，
[0043]
所述pxie-6674t时钟模块用于使两个pxi-5922数字采样模块的采样时间间隔更准确；
[0044]
所述gpib线将pxi-5922数字采样模块、所述pxie机箱、所述控制器、所述pxie-6674t时钟模块和所述gpib控制模块依次连接。
[0045]
有益效果：
[0046]
根据本发明的方案，针对宽频(10hz-1mhz)电阻分压器的溯源问题，提出了基于3458a的低频电阻分压器误差校准装置(10hz-1khz)和基于 pxi-5922的高频电阻分压器误差校准装置(1khz-1mhz)，拓展电阻分压器的测量频率到1mhz，提高了宽频电阻分压器校准的重复性和稳定性。
[0047]
针对宽频电阻分压器的阻抗网络及匹配问题，提出了将用于阻抗变换的缓冲放大器看作宽频电阻分压器的组成部分，对电阻分压器的电阻分压部分、电容盒、缓冲放大器进行整体误差校准的思路。使得宽频电阻分压器的校准可行，提高了宽频电阻分压器测量准确度。
[0048]
针对采样时基抖动以及采样信号与测量信号的不同步问题，提出了采用非整周期补偿算法，3458a低频装置采用pxi-5421信号发生卡作为外部同步采样触发装置，pxi-5922高频装置采用pxie-6674t时钟卡作为内部采样时钟，使整周期采样偏差小于0.0002个采样间隔，重复性小于0.0001 个采样间隔，克服了非整周期采样误差的影响，交流电压比例的测量重复性达2
×
10-6
。
[0049]
为了解决宽频电阻分压器比差和角差量值的溯源问题，减小校准结果不确定度，综合采用分频段校准技术、增加缓放整体校准技术、全量程半负载递推校准技术、同步采样测量技术、非整周期采样补偿的多种技术手段，研制了高低频电阻分压器误差校准装置。
附图说明
[0050]
图1示意性表示本发明的一种实施方式的宽频电阻分压器的误差校准方法流程图；
[0051]
图2示意性表示本发明的一种实施方式的宽频电阻分压器的误差校准步骤示意图；
[0052]
图3示意性表示本发明的一种实施方式的宽频电阻分压器的误差校准装置示意图；
[0053]
图4示意性表示本发明的一种实施方式的基于3458a的宽频电阻分压器的误差校准装置示意图；
[0054]
图5示意性表示本发明的一种实施方式的基于5922的宽频电阻分压器的误差校准装置示意图。
具体实施方式
[0055]
为了更清楚地说明本发明实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对实施方式中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0056]
下面结合附图和具体实施方式对本发明作详细地描述，实施方式不能在此一一赘述，但本发明的实施方式并不因此限定于以下实施方式。
[0057]
图3示出了根据本发明构思的用于宽频电阻分压器的校准装置。在图3 所示的实施方式中，所述的校准装置由多功能标准源(含放大器)、两台带高稳选件的数字采样器、机箱和控制器、高精度数字采样卡、信号发生卡、时钟卡、控制卡、线、计算机等组成。在本实施方式中，所述的数字采样器采用3458a数字采样器、所述机箱为pxie机箱、所述高精度数字采样卡为pxi-5922高精度数字采样卡、所述信号发生卡为pxi-5421信号发生卡、所述时钟卡为pxie-6674t时钟卡、所述控制卡为gpib控制卡、所述线为gpib线。
[0058]
如图4所示，根据本发明的一种实施方式，在校准宽频电阻分压器50hz、 400hz、1khz频率的比差和角差时，由多功能标准源(含放大器)、两台带高稳选件的3458a数字采样器、pxie机箱和控制器、pxi-5421信号发生卡、gpib控制卡、gpib线、计算机组成低频电阻分压器校准装置。pxie 机箱和控制器及pxi-5421信号发生器，作为外部触发信号，控制两台3458a 进行同步采样。
[0059]
如图5所示，在根据本发明的另一种实施方式中，校准宽频电阻分压器10khz、100khz、1mhz频率的比差和角差时，由多功能标准源(含放大器)、pxie机箱和控制器、pxi-5922高精度数字采样卡、pxie-6674t 时钟卡、gpib控制卡、gpib线、计算机组成高频电阻分压器校准装置。 pxie-6674t时钟卡产生的时钟用于替代pxi-5922内部采样时钟，减小 pxi-5922采样的同步误差。
[0060]
在根据本发明的一种实施方式中，为了提高分压器的指标及校准结果的不确定度，整套分压器基于二倍率设计。每只分压器有固定分压比例，共10只，额定输入电压从大到小分别为2v、4v、8v、16v、32v、64v、 120v、240v、480v、1000v，输出电压均为0.8v，保证高量程电压是低量程电压的两倍，输入阻抗为500ω～250kω之间，工作电流4ma，使用时主分压部分后面接可调电容盒，后端再接1:1缓冲放大器，用于阻抗变换。各分压器的主要特性见表1。
[0061][0062][0063]
表1宽频电阻分压器特性
[0064]
在根据本发明的构思如上所述设计并构建用于宽频的电阻分压器以后，根据以下的原则和构思实施校准。
[0065]
由于宽频电阻分压器的输出阻抗较大，一般存在几百欧姆的电阻，和几十皮法到几百皮法的电容，如果直接使用宽频交流电压测量设备进行测量，会引入较大的误差。因此，根据本发明的构思，在一种实施方式中，后端接一个1:1的缓冲放大器，用于阻抗变换。在本实施方式中，将缓冲放大器视为电阻分压器的一部分。在此基础上，对电阻分压部分、电容盒、缓冲放大器进行整体误差校准。每只分压器有与其匹配的电容盒，及固定使用的缓冲放大器。
[0066]
为了减小数字采样器不同量程引入的误差，减小同一量程的非线性误差，在本实施方式中，宽频电阻分压器的输入电压采用二倍率设计，即一个分压器的额定输入电压是另一个分压器额定输入电压的两倍，且起始分压器额定输入电压降低到2v。
[0067]
二倍率设计的分压器可以通过半电压负载递推法进行校准，即依靠 3458a/pxi-5922高精度数字采样系统，从同一0.8v信号校准2v/0.8v分压器，再用2v/0.8v在半负载电压下校准4v/0.8v，确定了4v/0.8v后，在半负载电压下校准8v/0.8v，依次递推到480v/0.8v。校准过程中，始终以 ch0通道为参考，ch1通道为被测。校准软件采用labview语言编程，运算过程基于非整周期补偿算法。起始分压器2v/0.8v的校准依靠 3458a/pxi-5922高精度数字采样系统在满量程点与半量程点具有良好的线性作保证。校准过程利用了同一信号下的电压比例为1:1及相角为0
°
的这个自然标准。
[0068]
参见图1，本实施方式的宽频电阻分压器的误差校准方法，包括：
[0069]
s1.利用多个多功能标准源分别通过多个第一通道和多个第二通道为多个级别的宽频电阻分压器提供多个级别的电压信号；
[0070]
s2.在多个多功能标准源提供每一级别的电压信号时，第一通道设置有上一级宽频电阻分压器，第二通道设置有本级宽频电阻分压器；
[0071]
s3.利用多个数字采样系统分别接收多个第一通道的分压信号以及多个第二通道的分压信号并采样；
[0072]
s4.根据多个第一通道的分压信号的比差和角差以及多个第二通道的分压信号的比差和角差，得到净比差和净角差。
[0073]
这里的上一级宽频电阻分压器为2v宽频电阻分压器、4v宽频电阻分压器、8v宽频电阻分压器、16v宽频电阻分压器、32v宽频电阻分压器、 64v宽频电阻分压器、120v宽频电阻分压器、240v宽频电阻分压器和480v 宽频电阻分压器。本级宽频电阻分压器为4v宽频电阻分压器、8v宽频电阻分压器、16v宽频电阻分压器、32v宽频电阻分压器、64v宽频电阻分压器、120v宽频电阻分压器、240v宽频电阻分压器、480v宽频电阻分压器和1000v宽频电阻分压器。多功能标准源输出并为所述宽频电阻分压器的电压信号为0.8v、2v、4v、8v、16v、32v、64v、120v、240v和480v。第一通道和第二通道分别指的是ch0通道和ch1通道。
[0074]
参见图2，具体校准步骤如下：
[0075]
第1步：校准装置零点。多功能标准源输出0.8v电压，不经过分压器，直接接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0和ch1通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对系统进行零点误差的修正。
[0076]
第2步：校准2v分压器。多功能标准源输出0.8v电压，一路不经过分压器，直接接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过2v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch1通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，即为2v分压器的比差和角差。
[0077]
第3步：校准4v分压器。多功能标准源输出2v电压，一路经过2v 分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过4v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch1通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对结果进行2v分压器比差和角差修正后，可得4v分压器的比差和角差。
[0078]
第4步：校准8v分压器。多功能标准源输出4v电压，一路经过4v 分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过8v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch1通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对结果进行4v分压器比差和角差修正后，可得8v分压器的比差和角差。
[0079]
第5步：校准16v分压器。多功能标准源输出8v电压，一路经过8v 分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过16v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch1通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对结果进行8v分压器比差和角差修正后，可得16v分压器的比差和角差。
[0080]
第6步：校准32v分压器。多功能标准源输出16v电压，一路经过16v 分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过32v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch1通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对结果
进行16v分压器比差和角差修正后，可得32v分压器的比差和角差。
[0081]
第7步：校准64v分压器。多功能标准源输出32v电压，一路经过32v 分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过64v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch1通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对结果进行32v分压器比差和角差修正后，可得64v分压器的比差和角差。
[0082]
第8步：校准120v分压器。多功能标准源输出60v电压，一路经过 64v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过120v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch1 通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对结果进行64v分压器比差和角差修正后，可得120v分压器的比差和角差。
[0083]
第9步：校准240v分压器。多功能标准源输出120v电压，一路经过 120v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过240v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch1 通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对结果进行120v分压器比差和角差修正后，可得240v分压器的比差和角差。
[0084]
第10步：校准480v分压器。多功能标准源输出240v电压，一路经过240v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过480v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch1 通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对结果进行240v分压器比差和角差修正后，可得480v分压器的比差和角差。
[0085]
第11步：校准1000v分压器。多功能标准源输出480v电压，一路经过480v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的ch0通道。另一路经过1000v分压器，接入3458a/pxi-5922高精度数字采样系统的 ch1通道，运行系统，记录此时测试得到的比差和角差，对结果进行480v 分压器比差和角差修正后，可得1000v分压器的比差和角差。
[0086]
根据本发明构思，在校准过程中考虑非整周期误差的影响，并对非整周期进行补偿。
[0087]
根据发明的非整周期补偿算法，可用于交流信号的精确测量。经过和现有技术中其他算法比较，根据本发明的补偿算法仍然有较高的测量准确度，计算时只输入1次基波结果即可。
[0088]
对于被测交流信号，若利用n个采样数据进行分析，当nts＝mt时，采样过程称为整周期采样，其中ts为采样间隔(采样频率为fs＝1/ts)，t 为被测信号周期，m为整数；当nts≠mt时，采样过程称为非整周期采样。对于非整周期采样，当nt
s-mt＝δ，δ≠0且|δ|＜1时，称为准整周期采样，更一般的情况是|δ|＜π，这种情况被称为非整周期采样。要提高交流采样法的测量准确度，最好能实现整周期采样，但是由于实际中被测信号的频率总是在一定范围内变化，其周期不能准确测定，实际中的数字采样系统不可能完全做到整周期采样，n个采样数据不可能完全覆盖m个被测信号的周期，即nt
s-mt＝δ(这里称δ为非整周期采样偏差)。非整周期补偿算法是将计算得到的非整周期采样偏差δ带入模型，对一次结果进行修正，从而得到更加准确的二次结果。
[0089]
对于含有谐波的交流信号，假设其数学模型为
[0090][0091]
其中，ω为角频率，t为信号的周期，k为谐波的次数，a0为直流分量，为第k
次谐波的幅值，arctan(ak/bk)为第k次谐波的相位。利用采样间隔为ts(采样频率为fs＝1/ts)的数字采样系统对y(t)进行采样，可得离散信号：
[0092][0093]
采用一定的数字信号处理算法对上述离散信号进行分析，便可得到各次谐波的频率、幅值和相位等参数。
[0094]
对于式(1)中的时域连续信号，根据三角函数的正交性以及傅立叶变换原理，可知直流分量以及第n次谐波的参数如下：
[0095][0096][0097][0098]
若数字采样系统做到了整周期采样，即nts＝mt，那么根据三角函数的正交性以及傅立叶变换原理，同样有
[0099][0100][0101][0102]
采用本发明所述的非整周期采样方法，所述的非整周期采样偏差达到 |δ|＜1，实现准整周期采样。在准整周期采样条件下，nts＝mt+δ。仍采用傅立叶变换原理分析谐波，那么
[0103][0104]
若
[0105]
那么式(10)可以写成
[0106][0107]
同理，第n次谐波的参数可描述如下：
[0108][0109][0110]
重写式(11)～(13)如下：
[0111][0112]
假设由被测信号直流分量、各次谐波分量的真值组成的矢量为：
[0113]
a＝(a0,a1,a2,
…
,ak,b1,b2,
…
,bk)
t
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0114]
非整周期采样条件下，利用傅立叶变换原理得到的直流分量、各次谐波分量的估计值组成的矢量为
[0115][0116]
令
[0117][0118]
则根据式(14)，可得
[0119][0120]
显然，在非整周期采样条件下若已知和f，那么被测信号的直流分量、谐波分量可通过下式进行补偿
[0121][0122]
(2k+1)
×
(2k+1)维矩阵f又可写成如下形式
[0123][0124]
其中，
[0125]f11
＝1
[0126]f12
＝(f
21
)
t
＝(β1,β2,
…
,βk)
[0127]f13
＝(f
31
)
t
＝(α1,α2,
…
,αk)
[0128][0129][0130][0131][0132]
计算非整周期采样偏差δ，可以采用插值方法进行：假定采样周期对应于n+δ，周期的终点在n和n+l之间，起始点采样y0、y1是第一个采样点，预期终点附近的两个采样点为yn和y
n+l
，除了让y0在yn与y
n+l
之间插值外，还让y
n+1
在y0与y
l
之间插值，给出的整周期采样的补数δ为：
[0133]
[0134]
以上所述仅为本发明的一个实施方式而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包括在本发明的保护范围之内。