基于FrFT参数估计的卫星导航接收机抗干扰方法

基于frft参数估计的卫星导航接收机抗干扰方法
技术领域
1.本发明涉及全球卫星导航系统(global navigation satellite system， gnss)领域，具体涉及一种基于分数阶傅里叶变换(fractional fouriertransform，frft)参数估计的卫星导航接收机抗干扰方法。


背景技术：

2.gnss在交通业、工业、农业、科学研究等领域广泛应用，成效已得到世界的认可。但在实际应用时，卫星导航接收机极其容易受到自然和人为的电磁干扰。卫星导航接收机面临着保证高精度的同时需要不断提高可靠性的挑战,所以卫星导航接收机抗干扰已成为gnss 发展的一个重要课题。
3.射频干扰(radio frequency interference,rfi)对接收机性能影响最大,扫频干扰是卫星导航接收机面临的主要射频干扰之一。扫频干扰可以由起始频点至截止频点对有用信号不间断的进行扫描，从而导致接收机捕获性能下降甚至定位失败。因此抑制扫频干扰算法及其高效实现成为卫星导航接收机抗干扰的必要研究方向。


技术实现要素：

4.本发明所要解决的技术问题在于如何精准去除卫星信号的扫频干扰，减少对有用信号的损失；本发明的目的是提供一种基于frft 参数估计的卫星导航接收机抗干扰方法。该方法是一种根据frft对扫频干扰的优越检测性能，估计出干扰的初始频率和调频率参数，根据这两个参数设计陷波器滤波的抗干扰方法。本发明方法精准消除了干扰且保护了有用信号，提高了接收机性能，同时算法简单易于实现。
5.本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的，具体方案如下：
6.一种基于frft参数估计的卫星导航接收机抗干扰方法，其特征在于，包括以下步骤：
7.步骤1：抗干扰模块的输入信号选定gps-l1 c/a信号；
8.步骤2：利用干扰机产生扫频干扰信号j(t)添加到gps-l1 c/a信号并且叠加上噪声信号η(t)，混合信号记为y
rf
(t)；
9.步骤3：信号进入干扰检测模块进行检测；
10.步骤4：检测出干扰信号后，输入到干扰抑制模块进行干扰抑制；
11.步骤5：将干扰抑制后的信号，通过数据连接线发送至gnss软件接收机，进行捕获验证。
12.进一步地，步骤1中，gnss信号采用的gps-l1 c/a信号结构如下：
[0013][0014]
公式(1)中，ai是第i个有用信号的振幅；
[0015]
公式(1)中，τi是在信道传输中引起的码相位延迟；
[0016]
公式(1)中，ci(t-τi)为随机噪声(prn)码序列，设定值为集合{-1，1}；di(t-τi)是
第i个卫星的导航电文；
[0017]
公式(1)中，f
rf
是载波频率，设定f
rf
＝1575.43mhz；
[0018]fd,i
是影响第i个有用信号的多普勒频移；
[0019]
公式(1)中，是第i个信号的载波初始相位。
[0020]
进一步地，步骤2中产生的扫描干扰信号结构如下：
[0021][0022]
公式(2)中，a为线性调频干扰的幅度；
[0023]
公式(2)中，f0为线性调频干扰的初始频率；
[0024]
公式(2)中，k为线性调频干扰的调频率；
[0025]
公式(2)中，j为虚方根。
[0026]
gnss信号受到扫频信号干扰后的信号可如下表示：
[0027]yrf
(t)＝r
rf
(t)+j(t)+η(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0028]
公式(3)中，r
rf
(t)表示gps-l1 c/a信号；
[0029]
公式(3)中，j(t)表示干扰机产生的扫频干扰；
[0030]
公式(3)中，η(t)表示噪声信号。
[0031]
进一步地，步骤3中干扰检测方法，具体为：计算出受干扰信号的最优frft阶数，将信号映射到分数阶域即u域；在u域扫频干扰将形成能量聚集，根据谱峰的坐标，估计出扫频干扰的初始频率和调频率这两个参数，然后进行离散归一化处理，得到干扰的实际初始频率f0和调频率k；步骤如下：
[0032]
步骤3.1：对输入信号y
rf
(t)计算frft，计算公式为：
[0033][0034]
公式(4)中，f
p
(
·
)表示frft运算；
[0035]
公式(4)中，k
p
(u,t)表示frft的积分核，积分核函数不仅为(u,t) 的函数，同时还与阶数p有关；
[0036]
公式(4)中，k
p
(u,t)可表示如下：
[0037][0038]
公式(5)中，
[0039]
公式(5)中，α＝pπ/2，表示时频面的旋转角度；
[0040]
公式(5)中，当α＝2nπ或α＝(2n
±
1)π时，k
p
(u,t)表现为冲击响应；
[0041]
根据公式(4)和公式(5),输入信号y
rf
(t)进行p阶分数阶傅里叶变换后的幅度值取得最大值,满足如下数学关系：
[0042]
[0043]
公式(6)中，|f
p
{y
rf
}(u)|表示信号在分数阶域幅度值取得最大值；
[0044]
公式(6)中，{p,u}表示在幅度值最大时分数阶傅里叶变换的阶数p 和对应u域值；
[0045]
公式(6)中，旋转角度a与阶数p存在对应关系，
[0046]
具体计算过程为，以p为变量，设置步长为δp，受干扰混合信号 y
rf
(t)的信号长度为l；对y
rf
(t)进行分数阶傅里叶变换计算，计算结果为的数组g(n)；g(n)行对应阶数，列对应u域值，g(n)中幅度值最大点为峰值点(p,u)；
[0047]
根据峰值点的坐标(p,u)可得到干扰的特征参数，计算公式如下：
[0048][0049]
公式(7)中，在时频面旋转角度为α时，混合信号中的扫频干扰在分数阶域取得幅度最大值；
[0050]
公式(7)中，信号在时频面的幅度值在α为最佳旋转角度时取得最大值，此时公式(8)和公式(9)成立，如下所示：
[0051][0052][0053]
公式(8)中，k表示扫频干扰的调频率，公式表示调频率与时频面旋转角度、分数阶阶数的关系；
[0054]
公式(9)中，f0表示扫频干扰的初始频率，公式表示初始频率与时频面旋转角度、u域坐标关系。
[0055]
步骤3.2：干扰参数估计需要归一化处理；设定采样率为fs，引入归一化因子s，设定真实信号的调频率为k,初始频率为f0；信号则在经过量纲归一化后的调频率为初始频率计算公式为：
[0056][0057][0058]
公式(10)和公式(11)中，s为尺度因子，且t为输入信号的时长。
[0059]
根据(7)式可以先得到最佳旋转角度α，然后根据二者关系得到最优阶数p，再根据公式(8)和公式(9)可以得到特征参数和然后根据 (10)和(11)得到干扰的真实调频率k和初始频率f0。
[0060]
进一步地，步骤4中干扰抑制方法，先对受干扰信号y
rf
(t)进行本地信号调制，然后
再用陷波器滤除单频残留信号，最后需要解调滤波后的信号；具体步骤为：
[0061]
通过frft参数估计后,得到了干扰信号的真实调频率k和f0。首先根据估计的真实调频率k,生成一个本地调频信号与步骤2中的 y
rf
(t)进行调制处理，处理后的信号记为y1(t)，则y1(t)如下所示：
[0062][0063]
公式(12)中，
[0064]
公式(12)中，j为虚方根，(
·
)表示点乘；
[0065]
公式(12)中，k为由参数估计得到的真实干扰信号的调频率。
[0066]
公式(12)中，y1(t)信号为y
rf
(t)经过本地产生的调频信号进行了解线频处理，此时y1(t)信号中存在单频残留分量。
[0067]
步骤4.2：针对y1(t)信号中存在单频残留分量，设计陷波器滤除该单频残留信号，陷波器的传输响应记为h(t)，其传递函数为h(ω)，则有如下关系：
[0068][0069][0070]
公式(13)中，h(ω)表示理想陷波器的传递函数，频率f0处呈阻带模式，除去频率f0处以外的频率分量全部通过。
[0071]
公式(14)中，h(z)表示陷波器的z变换；
[0072]
公式(14)中，r为陷波带宽系数，控制陷波器开口大小，r值越大陷波器宽度越窄；
[0073]
公式(14)中，陷波器3db带宽ω
3db
＝2(1-r)，r属于[0,1]。
[0074]
步骤4.3：采用数字iir直接型滤波器结构，陷波频点为由参数估计得到的真实干扰信号的初始频率f0，确定r的值，带入公式(14)，则陷波器h(z)可由陷波频点和陷波带宽确定其系数。
[0075]
步骤4.4：将步骤4.1得到的y1(t)输入陷波器滤除残留单频分量，滤波器输出结果设定为y2(t)，其y1(t)与h(t)卷积过程如下所示：
[0076]
y2(t)＝y1(t)*h(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0077]
公式(15)中，y1(t)表示解线频后的信号，h(t)表示陷波器的冲击响应，(*)表示卷积运算符；
[0078]
信号在时域与陷波器作卷积运算，则对应频域为作乘积运算，数学过程如下表达式所示：
[0079]
y2(2πf)＝y1(2πf)
·
h(2πf0)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0080]
公式(16)中，y2(2πf)表示滤除单频分量后的信号频率函数；
[0081]
公式(16)中，y1(2πf)表示解线频后的信号频率函数；
[0082]
公式(16)中，(
·
)表示点乘；
[0083]
公式(16)中，f0为陷波频点，由参数估计得到的真实干扰信号的初始频率。
[0084]
步骤4.5：将对y2(t)与本地产生的信号进行解调，即y2(t)与本地信号生成的
相乘得到滤波后的信号，记为s(t)：
[0085][0085][0086]
公式(17)中，
[0087]
公式(17)中，k为参数估计得到的真实干扰信号的调频率；
[0088]
公式(17)中，j为虚方根，(
·
)表示点乘；
[0089]
公式(17)中，y2(t)为经过陷波器滤除单频分量后的信号；
[0090]
公式(17)中，s(t)为抑制扫频干扰后的gnss信号。
[0091]
进一步地，步骤5中捕获方法，其步骤如下：
[0092]
步骤5.1：干扰抑制后的中频信号s(t)与本地载波发生器的同相分量和正交分量相乘，相乘的结果看作两个中间变量si(t)和sq(t)，计算公式如下：
[0093][0094][0095]
公式(18)中，si(t)表示干扰抑制后的中频信号s(t)与本地载波同相分量同步结果；
[0096]
公式(19)中，sq(t)表示干扰抑制后的中频信号s(t)与本地载波正交分量同步结果；
[0097]
公式(18)和公式(19)中，f
if
表示gnss信号的数字中频，δf表示频率偏移量。
[0098]
步骤5.2：对步骤5.1得到的复信号做傅里叶变换；计算公式如下：
[0099]
x(t)＝si(t)+jsq(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)
[0100][0101]
公式(20)中，x(t)表示由si(t)和sq(t)得到的解析信号；
[0102]
公式(21)中，x(f)表示x(t)复信号的傅里叶变换。
[0103]
步骤5.3：对本地伪码发生器输出的伪码信号做傅里叶变换并取共轭；
[0104]
步骤5.4：将步骤5.2和步骤5.3的结果相乘并将乘积做逆傅里叶变换；
[0105]
步骤5.5：对步骤5.4中的逆傅里叶变换结果取模并进行门限判决；相关结果有强尖峰，信号成功捕获，尖峰位置对应伪码相位和本地载波的频率，本地载波频率等于信号的载波频率。
[0106]
本发明相比于现有技术具有以下优点：
[0107]
本发明可以精准定位扫频干扰，根据分数阶傅里叶变换的优势对扫频干扰进行参数估计，得到初始频率和调频率；对受干扰的卫星信号进行调制处理，根据估计得到的中心频率设计陷波器滤除，实现干扰消除，算法简单效率高。
附图说明
[0108]
图1是干扰检测模块：分数阶傅里叶变换对干扰信号参数估计的 算法流程框图；
[0109][0110]
图2是基于峰值搜索的最优阶数求解算法流程图；
[0111]
图3是干扰抑制模块：基于分数阶傅里叶变换参数估计的卫星导航接收机抗干扰流程框图；
[0112]
图4是在载噪比为46db-hz，干扰检测模块中基于分数阶变换的干扰检测效果图；
[0113]
图5是在载噪比为46db-hz，信号经过解线频后的spwvd变换图。
[0114]
图6是在载噪比为46db-hz，干扰抑制模块中的陷波器幅频相频图；
[0115]
图7是干扰抑制模块中采用iir陷波器直接型结构图；
[0116]
图8是在载噪比为46db-hz，卫星信号未经过抗干扰抑制时的捕获结果图：图8(a)为捕获相关峰图，由于未抗干扰处理，因此没有获得相关峰；图8(b)为未成功捕获时的码相和载波多普勒图。
[0117]
图9是在载噪比为46db-hz，本发明抗干扰算法捕获效果图：图 9(a)为捕获相关峰图，由于干扰成功抑制，因此获得唯一相关峰，捕获成功；图9(b)为成功捕获时码相和载波多普勒图。
[0118]
图10是在载噪比为46db-hz，本发明算法干扰抑制效果图：对比了未经抗干扰处理、传统扫频干扰抑制方法以及本发明抗干扰算法信噪比变化情况图。本发明提出的基于参数估计的干扰抑制算法信噪比改善得到优异效果。
具体实施方式
[0119]
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。
[0120]
如图1-10所示，一种基于frft参数估计的卫星导航接收机抗干扰方法，算法实现步骤如下：
[0121]
步骤1：
[0122]
卫星导航收集器中的信号为gps-l1 c/a信号，设定为r
rf,i
(t)；信号形式为：
[0123][0124]
本实施案例中，gps-l1 c/a信号经过采样下变为数字中频信号，采样率fs＝24mhz，数字中频f
rf
＝10mhz。
[0125]
步骤2：利用干扰器产生一定周期的扫频干扰，干扰信号形式为：
[0126][0127]
本实施案例中，干扰器产生的扫频干扰初始频率f0＝10mhz,调频k＝-2.2
×
10
10
mhz，扫描周期为0.05ms。
[0128]
将干扰机产生的扫频干扰信号j(t)与gnss信号r
rf,i
(t)混合为y
rf
(t)，混合信号形式如下所示：
[0129]yrf
(t)＝r
rf
(t)+j(t)+η(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0130]
本实施案例中对混合信号读取长度为2048的数据流，记为 y
rf
(t)＝[y1,y2,y3,
…
,y
2048
]
t
。
[0131]
步骤3：对受干扰的gnss信号进行干扰检测。
[0132]
步骤3.1：对输入信号y
rf
(t)计算frft，计算公式为：
[0133][0134]
公式(4)中，f
p
(
·
)表示frft运算；
[0135]
公式(4)中，k
p
(u,t)表示frft的积分核，积分核函数不仅为(u,t) 的函数，同时还与阶数p有关；
[0136]
公式(4)中，k
p
(u,t)可表示如下：
[0137][0138]
公式(5)中，
[0139]
公式(5)中，α＝pπ/2，表示时频面的旋转角度；
[0140]
公式(5)中，当α＝2nπ或α＝(2n
±
1)π时，k
p
(u,t)表现为冲击响应。
[0141]
根据公式(4)和公式(5),输入信号y
rf
(t)进行p阶分数阶傅里叶变换后的幅度值取得最大值,满足如下数学关系：
[0142][0143]
公式(6)中，|f
p
{y
rf
}(u)|表示信号在分数阶域幅度值取得最大值；
[0144]
公式(6)中，{p,u}表示在分数阶域幅度值最大时对应的阶数p和对应u域值；
[0145]
公式(6)中，频面旋转的角度a与阶数p存在对应关系，
[0146]
本实施案例中，以p为变量，设置步长为δp＝0.001，阶数从0 到2，对受干扰的混合信号y
rf
(t)进行分数阶傅里叶变换计算，y
rf
(t) 的信号长度为2048；因此得到计算结果为2001*2048的数组g(n)； g(n)中行对应阶数信息，列对应u域值。g(n)中幅度值最大点为峰值点(p,u)。本实施案例中，峰值点坐标为(0.95,1423)，表示信号y
rf
(t) 在 p＝0.95时，信号分数阶变换后的幅度取得最大值，此时对应u坐标为1423。干扰检测结果如图4所示。图4(a)表示信号y
rf
(t)在分数阶域形成了能量峰，与公式(5)理论相吻合，扫频干扰在最优阶数下呈现脉冲信号的形式。图4(b)为分数阶域在p与u二维空间中的投影。
[0147]
根据p与u信号进行干扰参数的初步估计。根据峰值点的坐标 (p,u)可得到干扰的特征参数，计算公式如下：
[0148][0149]
公式(7)中，在时频面旋转角度为α时，混合信号中的扫频干扰在分数阶域取得幅度最大值；
[0150]
公式(7)中，信号在时频面的幅度值在α为最佳旋转角度时取得最大值，此时公式(8)和公式(9)成立，如下所示：
[0151][0152][0153]
公式(8)中，k表示扫频干扰的调频率，公式表示调频率与时频面旋转角度、分数阶阶数的关系；
[0154]
公式(9)中，f0表示扫频干扰的初始频率，公式表示初始频率与时频面旋转角度、u域坐标关系。
[0155]
本实施案例中，由峰值点坐标得到的旋转角度代入公式 (8)和(9),可得到干扰信号归一化后的初始频率和调频率
[0156]
步骤3.2：干扰参数估计需要归一化处理；设定采样率为fs，引入归一化因子s，设定真实信号的调频率为k,初始频率为f0；信号则在经过量纲归一化后的调频率为初始频率计算公式为：
[0157][0158][0159]
公式(10)和公式(11)中，s为尺度因子，且t为输入信号的时长，本实施案例中s可由时间长度和采样率计算得到，f0＝ 1.012
×
107hz,k＝-2.214
×
10
10
hz。
[0160]
进一步地，步骤4中干扰抑制方法，先对受干扰信号y
rf
(t)进行本地信号调制，然后再用陷波器滤除单频残留信号，最后需要解调滤波后的信号；具体步骤为：
[0161]
通过frft参数估计后,得到了干扰信号的真实调频率k和f0。首先根据估计的真实调频率k,生成一个本地调频信号与步骤2中的 y
rf
(t)进行调制处理，处理后的信号记为y1(t)，则y1(t)如下所示：
[0162][0163]
公式(12)中，
[0164]
公式(12)中，j为虚方根，(
·
)表示点乘；
[0165]
公式(12)中，k为由参数估计得到的真实干扰信号的调频率。
[0166]
公式(12)中，y1(t)信号为y
rf
(t)经过本地产生的调频信号进行了解线频处理，此时y1(t)信号中存在单频残留分量。
[0167]
本实施案例中的步骤4如图5所示。图5表示信号经过解线频后的时频分布，为了达到观察到单频分量，图中采用了spwvd的信号时频分布，从图中可以看出信号表现为连续波形式的单频分量。
[0168]
步骤4.2：针对y1(t)信号中存在单频残留分量，设计陷波器滤除该单频残留信号，陷波器的传输响应记为h(t)，其传递函数为h(ω)，则有如下关系：
[0169][0170][0171]
公式(13)中，h(ω)表示理想陷波器的传递函数，频率f0处呈阻带模式，除去频率f0处以外的频率分量全部通过。
[0172]
公式(14)中，h(z)表示陷波器的z变换；
[0173]
公式(14)中，r为陷波带宽系数，控制陷波器开口大小，r值越大陷波器宽度越窄；
[0174]
公式(14)中，陷波器3db带宽ω
3db
＝2(1-r)，r属于[0,1]。
[0175]
步骤4.3：采用数字iir直接型滤波器结构，陷波频点为由参数估计得到的真实干扰信号的初始频率f0，确定r的值，带入公式(14)，则陷波器h(z)可由陷波频点和陷波带宽确定其系数。
[0176]
本实施案例中，陷波器中心频率为f0＝1.012
×
107hz，陷波因子设为m,n。根据干扰进行合理设置，本实施例中m＝[1μ1]，n＝[1μ
·
ββ2]，μ＝2 cos(2πf0ts)，β＝0.9；根据陷波器冲击函数器冲击函数确定滤波器系数为m,n；本实施案例中m＝[1
‑ꢀ
1.98141]，n＝[11.78360.81]。本实施案例滤波器的幅频响应和相频响应如图6所示，图6中显示陷波器的陷波频率为f0＝1.012
×ꢀ
107hz。图7表示陷波器采用iir直接型结构图，图中系数为滤波器器系数。
[0177]
步骤4.4：将步骤4.1得到的y1(t)输入陷波器滤除残留单频分量，滤波器输出结果设定为y2(t)，其y1(t)与h(t)卷积过程如下所示：
[0178]
y2(t)＝y1(t)*h(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0179]
公式(15)中，y1(t)表示解线性调频后的信号，h(t)表示陷波器的冲击响应，(*)表示卷积运算符；
[0180]
信号在时域与陷波器作卷积运算，则对应频域为作乘积运算，数学过程如下表达式所示：
[0181]
y2(2πf)＝y1(2πf)
·
h(2πf0)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16) 公式(16)中，y2(2πf)表示滤除单频分量后的信号频率函数；
[0182]
公式(16)中，y1(2πf)表示解线频后的信号频率函数；
[0183]
公式(16)中，(
·
)表示点乘；
[0184]
公式(16)中，f0为陷波频点，由参数估计得到的真实干扰信号的初始频率。
[0185]
步骤4.5：将对y2(t)与本地产生的信号进行解调，即y2(t)与本地信号生成的相乘得到滤波后的信号，记为s(t)：
[0186][0187]
公式(17)中，k为参数估计得到的真实干扰信号的调频率；
[0188]
公式(17)中，j为虚方根，(
·
)表示点乘；
[0189]
公式(17)中，y2(t)为经过陷波器滤除单频分量后的信号；
[0190]
公式(17)中，s(t)为抑制扫频干扰后的gnss信号。
[0191]
进一步地，步骤5中捕获方法，其步骤如下：
[0192]
步骤5.1：干扰抑制后的中频信号s(t)与本地载波发生器的同相分量和正交分量相乘，相乘的结果看作两个中间变量si(t)和sq(t)，计算公式如下：
[0193][0194][0195]
公式(18)中，si(t)表示干扰抑制后的中频信号s(t)与本地载波同相分量同步结果；
[0196]
公式(19)中，sq(t)表示干扰抑制后的中频信号s(t)与本地载波正交分量同步结果；
[0197]
公式(18)和公式(19)中，f
if
表示gnss信号的数字中频，δf表示频率偏移量。
[0198]
步骤5.2：对步骤5.1得到的复信号做傅里叶变换；计算公式如下：
[0199]
x(t)＝si(t)+jsq(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)
[0200][0201]
公式(20)中，x(t)表示由si(t)和sq(t)得到的解析信号；
[0202]
公式(21)中，x(f)表示x(t)复信号的傅里叶变换。
[0203]
本实施案例中上述捕获过程验证算法有效性。图8表示卫星信号未经过抗干扰处理的捕获结果，由于干扰的存在，卫星导航接收机未能成功捕获信号。图8(a)表示未有相关峰出现，图8(b)表示在码相位和多普勒搜索空间均未出现峰值。图9表示卫星信号经过本发明提出的扫频干扰抑制算法处理后的捕获结果。图9(a)表示有唯一的相关峰出现，说明捕获成功；图9(a)表示码相位方向和多普勒方向出现相关峰，码相位对应第2200采样点，多普勒频移对应第40采样点。本发明与传统分数阶扫频干扰抑制算法进行了对比，图10表示算法性能对比图，图中表明随着干噪比的增加，基于frft的干扰抑制算法输出信噪比缓慢下降，在相同干噪比下，受干扰信号经过本发明提出的干扰抑制缓解后，系统输出信噪比远高于传统干扰抑制算法。
[0204]
以上所述，仅为本发实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。