一种均匀圆阵相位干涉仪测向方法与流程

1.本发明涉及无线电信号测向技术领域，特别涉及一种均匀圆阵相位干涉仪测向方法。


背景技术：

2.无线电测向的目的是探测辐射源的来波方向，在军用、民用领域有广泛应用，如电子侦察、雷达、二次雷达、移动通信、室内定位等。相较于其他测向方法，相位干涉仪测向法具有结构简单，易于实现的优点。相对于其他阵型，圆阵在二维测向具有更高的阵面空间利用率。在大多情况下，一般使用均匀圆阵。
3.解相位模糊是干涉仪测向最核心的技术问题，圆阵解模糊的算法比线阵要稍显复杂，一般会涉及聚类分析。基于聚类的解模糊方法(见文献：谢立允,王广松,戴旭初.圆阵相位干涉仪二维测向解模糊新方法[j].遥测遥控,2007,28(5):53-59)性能受制于门限设置问题。针对五元均匀圆阵，基于改进型相位积累法和最优基线法的解模糊方法(见文献：潘玉剑,张晓发,黄敬健,杨骏,袁乃昌.模拟鉴相圆阵干涉仪测向性能的提高及其验证[j].系统工程与电子技术,2015,37(6):1237-1240)提供了较高的测向性能，但是，在应用于六元圆阵时，遇到不止一个类满足距离最小要求的情况。因此，针对这个问题，本发明推导了不同阵元数、不同基线长度、不同相位差组合下的干涉仪测向算法，融合聚类法、能量法进行解模糊，能够快速获得准确的估计到达角度，具有较低的复杂度。


技术实现要素：

[0004]
为了克服现有技术中的不足，本发明提供一种均匀圆阵相位干涉仪测向方法，具有快速获得准确的估计到达角度，具有较低的复杂度的技术特点。
[0005]
为了达到上述发明目的，解决其技术问题所采用的技术方案如下：
[0006]
一种均匀圆阵相位干涉仪测向方法，包括以下步骤：
[0007]
步骤s1：n元均匀圆阵各个天线同时接收一段长度的信号，消除射频通道相位差异；
[0008]
步骤s2：根据基线(i,i+p)与基线(i+q,i+q+p)，计算相位差φ
i,i+p
与φ
i+q,i+q+p
，结合模糊相位组合构造多组复数{f
ipq
}；
[0009]
步骤s3：通过聚类法分析某一组复数中各元素与其他组元素聚类程度，过滤聚类程度较低或模值大于1的元素，并利用剩余元素计算所有可能的到达角；
[0010]
步骤s4：对于各个可能的到达角，利用阵元位置、波长、圆阵半径信息生成导向矢量并结合由各个天线接收信号组成的矢量生成信号s，计算信号能量，取能量最强的角度作为估计值。
[0011]
进一步的，所述步骤s1中包括以下步骤：
[0012]
步骤s11：n元均匀圆阵半径r，阵元间隔弧度ω＝2π/n，依次编号1,2,...,n，阵元同时接收波长为λ由天线阵俯仰角θ、方位角方向的空间无线电信号s(t)，各阵元接收信
号ri(t)为：
[0013][0014]
步骤s12：信号长度越长，相位差的测量精度越高，单次测量时，相位差的测量精度与信噪比存在如下关系：ε为信噪比，l次测量时，则精度提升为
[0015]
步骤s13：补偿射频通道相位差异，相位差异通过天线阵远场法线方向的信号源进行标校。
[0016]
进一步的，所述步骤s2中包括以下步骤：
[0017]
步骤s21：基线(i,i+p)与基线(i+q,i+q+p)不平行，基线(i,i+p)由第mod(i-1,n)+1个与第mod(i+p-1,n)+1个天线阵元组成，其相位差为：
[0018][0019]
步骤s22：结合波长、天线阵面尺寸、测向范围，其最大相位模糊数为模糊相位差集合为{φ
i,i+p
+2m
i,i+p
π}，
[0020]
类似的，基线(i+q,i+q+p)的相位差为：
[0021][0022]
步骤s23：结合波长、天线阵面尺寸、测向范围，其最大相位模糊数为模糊相位差集合为{φ
i+q,i+q+p
+2m
i+q,i+q+p
π}，
[0023]
基线(i,i+p)与基线(i+q,i+q+p)相位差之和为：
[0024][0025]
基线(i,i+p)与基线(i+q,i+q+p)相位差之差为：
[0026][0027]
步骤s24：定义：
[0028][0029][0030]
结合模糊相位差集合，构造一组复数：
[0031][0032]
通过i的取值变化(i＝1,2,...,n)，构造n组复数。
[0033]
进一步的，所述步骤s3中包括以下步骤：
[0034]
步骤s31：以某一组复数f
ipq
为参考，该组中每个元素与其余各组的某个元素接近，即它们聚类程度最高，这几个互相接近的元素对应着真实的来波方向，计算该组中每个元素到其余各组各个元素的距离，如有元素模值大于1，则两者距离设置为极大值；
[0035]
步骤s32：搜索该组中每个元素到其余各组元素的最短距离，再将每个元素对应的n-1个最短距离求和，找出该组中距离和最小的元素类；
[0036]
步骤s33：该组中至少存在一个元素类，根据元素类中的元素计算出所有可能的到达角：
[0037][0038]
进一步的，所述步骤s4中包括以下步骤：
[0039]
步骤s41：对于每个可能的到达角结合波长、天线阵列阵元位置生成n
×
1导向矢量a；
[0040]
步骤s42：利用各个阵元消除射频通道相位差异后的信号组成n
×
l维数据矢量r；
[0041]
步骤s43：计算s＝ahr，得到1
×
l维数据矢量s，并获得其元素能量和p，即p＝∑|si|2，si为数据矢量s中的第i个元素；
[0042]
步骤s44：每个可能的到达角度对应一个能量，能量最大对应的角度作为无模糊的到达角度估计值。
[0043]
本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：
[0044]
本发明一种均匀圆阵相位干涉仪测向方法，具有快速获得准确的估计到达角度，具有较低的复杂度的技术特点。
附图说明
[0045]
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍。显而易见，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。附图中：
[0046]
图1是本发明一种均匀圆阵相位干涉仪测向方法的流程示意图；
[0047]
图2是本发明中六元均匀圆阵干涉仪示意图。
具体实施方式
[0048]
下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施
例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0049]
如图1所示，本实施例公开了一种均匀圆阵相位干涉仪测向方法，包括以下步骤：
[0050]
步骤s1：n元均匀圆阵各个天线同时接收一段长度的信号，消除射频通道相位差异；
[0051]
步骤s2：根据基线(i,i+p)与基线(i+q,i+q+p)，计算相位差φ
i,i+p
与φ
i+q,i+q+p
，结合模糊相位组合构造多组复数{f
ipq
}；
[0052]
步骤s3：通过聚类法分析某一组复数中各元素与其他组元素聚类程度，过滤聚类程度较低或模值大于1的元素，并利用剩余元素计算所有可能的到达角；
[0053]
步骤s4：对于各个可能的到达角，利用阵元位置、波长、圆阵半径等信息生成导向矢量并结合由各个天线接收信号组成的矢量生成信号s，计算信号能量，取能量最强的角度作为估计值。
[0054]
进一步的，所述步骤s1中包括以下步骤：
[0055]
步骤s11：n元均匀圆阵半径r，阵元间隔弧度ω＝2π/n，依次编号1,2,...,n，阵元同时接收波长为λ由天线阵俯仰角θ、方位角方向的空间无线电信号s(t)，各阵元接收信号ri(t)为：
[0056][0057]
步骤s12：信号长度越长，相位差的测量精度越高，单次测量时，相位差的测量精度与信噪比存在如下关系：ε为信噪比，l次测量时，则精度提升为
[0058]
步骤s13：补偿射频通道相位差异，相位差异通过天线阵远场法线方向的信号源进行标校，因为此时各天线接收信号中不存在入射角度引入的相位差异，解析的相位差异由射频通道与元器件引起。
[0059]
进一步的，所述步骤s2中包括以下步骤：
[0060]
步骤s21：基线(i,i+p)与基线(i+q,i+q+p)不平行，基线(i,i+p)由第mod(i-1,n)+1个与第mod(i+p-1,n)+1个天线阵元组成，其相位差为：
[0061][0062]
步骤s22：结合波长、天线阵面尺寸、测向范围，其最大相位模糊数为模糊相位差集合为{φ
i,i+p
+2m
i,i+p
π}，
[0063]
类似的，基线(i+q,i+q+p)的相位差为：
[0064][0065]
步骤s23：结合波长、天线阵面尺寸、测向范围，其最大相位模糊数为模糊相位差集合为{φ
i+q,i+q+p
+2m
i+q,i+q+p
π}，
[0066]
基线(i,i+p)与基线(i+q,i+q+p)相位差之和为：
[0067][0068]
基线(i,i+p)与基线(i+q,i+q+p)相位差之差为：
[0069][0070]
步骤s24：定义：
[0071][0072][0073]
结合模糊相位差集合，构造一组复数：
[0074][0075]
通过i的取值变化(i＝1,2,...,n)，构造n组复数。
[0076]
进一步的，所述步骤s3中包括以下步骤：
[0077]
步骤s31：以某一组复数f
ipq
为参考，该组中每个元素与其余各组的某个元素接近，即它们聚类程度最高，这几个互相接近的元素对应着真实的来波方向，计算该组中每个元素到其余各组各个元素的距离，如有元素模值大于1，则两者距离设置为极大值；
[0078]
步骤s32：搜索该组中每个元素到其余各组元素的最短距离，再将每个元素对应的n-1个最短距离求和，找出该组中距离和最小的元素类；
[0079]
步骤s33：该组中至少存在一个元素类，根据元素类中的元素计算出所有可能的到达角：
[0080][0081]
进一步的，所述步骤s4中包括以下步骤：
[0082]
步骤s41：对于每个可能的到达角结合波长、天线阵列阵元位置生成n
×
1导向矢量a；
[0083]
步骤s42：利用各个阵元消除射频通道相位差异后的信号组成n
×
l维数据矢量r；
[0084]
步骤s43：计算s＝ahr，得到1
×
l维数据矢量s，并获得其元素能量和p，即p＝∑|si|2，si为数据矢量s中的第i个元素；
[0085]
步骤s44：每个可能的到达角度对应一个能量，能量最大对应的角度作为无模糊的到达角度估计值。
[0086]
实施例：
[0087]
六元(n＝6)均匀圆阵如图2所示，半径r＝λ/2，阵元间隔弧度ω＝π/3，依次编号1,2,...,6。定义俯仰角为信号入射方向与xoy平面夹角，定义方位角为信号入射方向在xoy平面的投影与x轴的夹角。阵元同时接收波长为λ由天线阵俯仰角θ、方位角方向的空间无线电信号s(t)，各阵元接收信号ri(t)为：
[0088][0089]
信号长度l＝1024时，相位差的测量精度为
[0090]
补偿射频通道相位差异，相位差异通过天线阵远场法线方向的信号源进行标校，因为此时各天线接收信号中不存在入射角度引入的相位差异，解析的相位差异由射频通道与元器件引起。
[0091]
p＝3，q＝1；
[0092]
基线(i,i+3)与基线(i+1,i+4)不平行，基线(i,i+3)由第mod(i-1,6)+1个与第mod(i+3-1,6)+1个天线阵元组成，其相位差为：
[0093][0094]
结合波长、天线阵面尺寸、测向范围，其最大相位模糊数为模糊相位差集合为{φ
i,i+3
+2m
i,i+3
π}，m
i,i+3
∈[-1,1]；
[0095]
类似的，基线(i+1,i+4)的相位差为：
[0096][0097]
结合波长、天线阵面尺寸、测向范围，其最大相位模糊数为模糊相位差集合为{φ
i+1,i+4
+2m
i+1,i+4
π}，m
i+1,i+4
∈[-1,1]；
[0098]
基线(i,i+3)与基线(i+1,i+4)相位差之和为：
[0099][0100]
基线(i,i+3)与基线(i+1,i+4)相位差之差为：
[0101][0102]
定义：
[0103][0104][0105]
结合模糊相位差集合，构造一组复数：
[0106][0107]
通过i的取值变化(i＝1,2,...,6)，构造6组复数。
[0108]
以第一组复数f
1pq
为参考，该组中每个元素与其余各组的某个元素接近，即它们聚类程度最高，这几个互相接近的元素对应着真实的来波方向，计算该组中每个元素到其余各组各个元素的距离，如有元素模值大于1，则两者距离设置为极大值；
[0109]
搜索该组中每个元素到其余各组元素的最短距离，再将每个元素对应的5个最短距离求和，找出该组中距离和最小的元素类；
[0110]
该组中至少存在一个元素类，根据元素类中的元素计算出所有可能的到达角：
[0111][0112]
对于每个可能的到达角结合波长、天线阵列阵元位置生成6
×
1导向矢量a；
[0113]
利用各个阵元消除射频通道相位差异后的信号组成6
×
1024维数据矢量r；
[0114]
计算s＝ahr，得到1
×
1024维数据矢量s，并获得其元素能量和p，即p＝∑|si|2，si为数据矢量s中的第i个元素；
[0115]
每个可能的到达角度对应一个能量，能量最大对应的角度作为无模糊的到达角度估计值。
[0116]
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。