一种用于功率器件的通态压降在线监测电路及装置

1.本发明属于功率半导体器件状态监测和可靠性评估领域，主要用于功率半导体器件的通态压降在线监测，进而可以用来做结温信息提取和可靠性评估。


背景技术：

2.功率半导体器件是电力电子变换器中最关键的部件之一，其安全运行对电力电子变换器系统的鲁棒性和可靠性至关重要。由电力电子系统可靠性调研报告可知，功率器件是变流系统中失效率最高的部件，约占35％。近年来，碳化硅(sic)材料以其优异的物理和电学特性，已越来越受到电力电子行业的广泛关注，sic功率器件也因其低导通电阻、高开关频率等性能优点，被认为最有可能取代目前广泛应用的硅(si)igbt器件。但是sic功率器件在实际应用中的表现远没有达到其理论性能，一定程度上是由于受到了电、磁、热等状态感知技术的限制。因此，对电参数的在线监测可实现sic功率器件视在容量的充分利用和在复杂极限情况的安全运行。
3.功率器件的通态压降(如igbt的v
ce
，mosfet的v
ds-on
和v
sd
)广泛应用于器件的结温监测和寿命预测，是实现器件状态监测和损耗计算不可缺少的参数。随着功率变换器向高频、高功率和高密度的发展，要想实现对功率器件状态的实时监测，对通态压降的监测应满足在线性、安全性和准确性等要求。示波器等测量设备由于过驱动问题的存在与动态范围的限制，无法在开关过程中准确提取导通稳态时刻的通态电压，也不利于集成。因此，需要专用的通态压降在线监测电路以实现功率器件通态压降低成本、高精度的在线监测。
4.为解决测量仪器在线监测通态压降的缺陷，申请号为202010694635.1的发明专利提出了一种二极管阻断大电流的通态压降在线监测电路，但其通过非门、第二驱动模块和额外的开关器件为测试电流提供通路，使用时额外的开关器件需要与待测器件有同步反向控制，增加了控制的复杂性同时增加了应用成本。申请号为201611049398.3的发明专利中提出了一种通态压降钳位在线监测电路，但其钳位支路由二极管串联隔离电源组成，该专利的图1中，当被测上管导通时，要实现对通态压降的精确监测，需要测试电流i
sense
全部经过d2、d1后进入上管；如果没有设置15v电源，部分测试电流i
sense
会通过d3、d4分流，造成经过d2、d1的i
sense
不相等，破坏运算电路的预定条件，造成监测不准确；设置电源后，在上管导通时，提供15v电压，使d4、d3阴极电位高于阳极，避免分流，此外本领域公知该电源需要选用昂贵的高共模瞬态抗扰度的隔离电源，否则会引入共模干扰，造成电路输出振荡，如果选用耐浮压隔离电源就无法满足要求，其电路输出会有振荡，输出波形无法使用。
5.因此，一种低成本、高精度、控制简单的通态压降在线监测电路需要被提出。


技术实现要素：

6.为解决现有技术中存在的缺点，本发明旨在，提供一种用于功率器件的通态压降在线监测电路及装置，为功率器件的可靠性研究提供一种技术支持，可以较低成本及简单控制的前提下，将待测器件关断时的较高电压钳位到较低电压的电路，实现了在一个较小
的电压范围内监测功率器件两端的电压，从而保证对待测器件的通态压降的监测精度。
7.本发明采用的技术方案是：
8.第一方面，本发明提供一种用于功率器件的通态压降在线监测电路，包括同向比例运算电路、测试电流源i
sense
、二极管d1、耐高压超快恢复二极管d2；所述同向比例运算电路包括运算放大器、电阻r1、电阻r2；其特征在于，所述通态压降在线监测电路还包括多个钳位二极管串联构成的钳位支路、反并联泄流二极管d5，钳位支路上所有钳位二极管的通态压降减去单个钳位二极管的通态压降值不小于被测器件的理论最高通态压降；钳位支路上第一个钳位二极管d3阳极连接同向比例运算电路的运算放大器的同向输入端以及二极管d1的阴极、耐高压超快恢复二极管d2的阳极；最后一个钳位二极管d4阴极连接被测器件的源极或发射极；所述反并联泄流二极管d5的阳极与最后一个钳位二极管d4的阴极相连，反并联泄流二极管d5的阴极连接到第一个钳位二极管d3的阳极。
9.所述被测功率器件为sic mosfet或igbt，igbt上有反并联二极管，igbt的发射极(e)和集电极(c)之间并联通态压降在线监测电路。
10.第二方面，本发明提供一种装置，该装置应用上述的用于功率器件的通态压降在线监测电路测量被测器件的正向或/和反向通态压降。
11.该装置为双脉冲电路，具有两个被测器件，每个被测器件上并联一个通态压降在线监测电路，包括栅极驱动、母线电容、母线电压v
dc
、被测器件；母线电压、母线电容、感性负载以及被测器件组成的电路会走大电压、大电流，称之为功率主电路；使用的被测器件分别为q1、q2；栅极驱动连接驱动电路，驱动电路为给开关管提供控制信号的电路，栅极驱动输出驱动信号控制下管q2的开关，驱动频率在50～300khz，上管q1的栅极给低电平或者悬浮，只在续流阶段由其体二极管工作，与上管q1连接的通态压降在线监测电路的测试电流源i
sense
和被测器件的源极或发射极连接位置与下管q2的漏极或集电极连接；与下管q2连接的通态压降在线监测电路的测试电流源i
sense
和被测sic mosfet的源极或发射极连接位置接地；上管q1并联感性负载，下管q2的栅极连接栅极驱动；母线电压和母线电容并联在上管q1和下管q2之间；
12.当驱动信号输出高电平时，下管q2导通，母线电压v
dc
与感性负载l
load
和下管q2形成闭合回路，此时下管q2两端电压为其通态压降，当驱动电路输出低电平时，下管q2关断，此时感性负载l
load
持续向上管q1放电，电流经过上管q1的体二极管或反并联二极管形成闭合回路，此时上管q1两端电压为其体二极管或反并联二极管的压降。
13.与现有技术相比，本发明的有益技术效果是：
14.(1)本发明用于功率器件的通态压降在线监测电路，提出仅使用多二极管串联作为钳位支路的方法，优化了传统单二极管钳位支路引起的监测误差，解决了双二极管串联电源作为钳位支路而造成的输出波形振荡的问题，减少成本的同时增强了电路可靠性。
15.(2)本发明用于功率器件的通态压降在线监测电路，在监测过程中，运算放大器同相输入端电压在导通时刻有电压尖峰，其原因是被测器件开关电压过冲以及钳位支路的反向恢复电流所致，且该负压过冲可能使得监测电路工作在异常情况，降低整个通态压降在线监测电路的可靠性。本发明提出在钳位支路反向并联泄流二极管d5来抑制钳位支路中存在的电压尖峰，运算放大器的同向输入端波形v同向输入的对比效果如图5所示，未设置泄流二极管时有较大的电压尖峰，设置泄流二极管后电压尖峰大大减小，证明其抑制电压尖
峰效果明显。
16.(3)对于mosfet器件，其自身结构包含的体二极管相关参数同样可以表征mosfet的结温信息和老化程度。本发明提出的电路在监测通态压降的同时，也能够在mosfet续流时监测其体二极管的压降，实现一种通态压降在线监测电路提取两种不同电压参数(mosfet的正向通态压降及其体二极管的压降)的功能。使用同一种通态压降在线监测电路对位于不同位置的被测器件进行分别监测，实现对于有续流功能的开关管监测其正向通态压降和/或其体二极管的压降。
17.(4)本发明用于功率器件的通态压降在线监测电路，其简单、可靠，监测精度高、能隔离高压，能在变流器中正常使用。经实际验证，本发明提出的通态压降在线监测电路最高可在300khz开关频率下正常工作，而传统的通态压降在线监测电路工作频率都在几十khz。
18.综上，本发明提供了一种基于多二极管串联钳位的功率器件通态压降在线监测电路，钳位支路采用多二极管串联钳位的方式，不需要额外的控制信号和驱动器，提高了可靠性也降低了成本。且本技术中串联多个钳位二极管后，不需要额外设置特殊电源，也可以抑制分流，降低了成本，提高了监测电路的稳定性。
附图说明
19.图1为本发明用于功率器件的通态压降在线监测电路的电路拓扑图。
20.图2为在本发明用于功率器件的通态压降在线监测电路在下述实例中应用时的连接图。
21.图3为sic mosfet正向通态压降与体二极管压降监测结果，其中(a)为mosfet正向通态压降监测输出结果，(b)为mosfet反向续流时体二极管压降监测输出结果。
22.图4为实施例中功率主电路与提出的通态压降在线监测电路实物图。
23.图5为未设置与设置反并联泄流二极管时同向输入端电压波形的效果对比图。
具体实施方式
24.为便于理解本发明，下面将给出相关附图并对本技术进行全方面的描述。附图中给出了本技术的首选实施例。但本发明可在不同场景或结构中实现，并不局限于本文所示实施例。
25.本发明用于功率器件的通态压降在线监测电路的电路拓扑结构如图1所示，本实施例中均以被测器件为sic mosfet为例进行说明，包括多个钳位二极管串联构成的钳位支路、同向比例运算电路(处理电路)、反并联泄流二极管d5、测试电流源i
sense
、二极管d1、耐高压超快恢复二极管d2；所述同向比例运算电路包括运算放大器、电阻r1、电阻r2；
26.钳位支路上所有钳位二极管的通态压降减去单个钳位二极管的通态压降值不小于被测器件的理论最高通态压降；钳位支路上第一个钳位二极管d3的阳极连接同向比例运算电路的运算放大器的同向输入端以及二极管d1的阴极、耐高压超快恢复二极管d2的阳极，在关断时为测试电流提供通路并对运算放大器起到稳压钳位的功能，最后一个钳位二极管d4的阴极连接被测sic mosfet的源极，为作为测试电流源i
sense
提供完整的闭合回路；所述反并联泄流二极管d5的阳极与最后一个钳位二极管d4的阴极相连，反并联泄流二极管d5的阴极连接到第一个钳位二极管d3的阳极，为反向恢复电流提供一个通路，起到抑制反向恢
复电压的作用，反并联泄流二极管d5能够消除被测器件开关电压的反向过冲，同时对串联的多个钳位二极管的反向恢复电流进行泄放，以抑制运算放大器同向输入端的电压尖峰。
27.耐高压超快恢复二极管d2的阴极连接被测sic mosfet的漏极端子，阻止负载电流进入处理电路，阳极连接运算放大器的同向输入端。二极管d1的阴极连接运算放大器的同向输入端，其阳极连接电阻r1的一端以及测试电流源i
sense
的输出端，为测试电流提供通路；电阻r1的另一端连接到运算放大器的反向输入端。电阻r2的一端与运算放大器反向输入端相连，另一端连接到运算放大器的输出端，为反馈信号提供回路。提供测试小电流的测试电流源i
sense
的参考地为被测sic mosfet的源极，可避免非共地连接造成的短路风险。
28.钳位支路的钳位二极管为超快恢复二极管，多个钳位二极管按照上个钳位二极管阴极连接下一个钳位二极管阳极的顺序依次串联。
29.图1中，q2为被测sic mosfet；i
sense
为测试电流源，其提供了一个稳定的毫安级测试电流，d2和d4均选用耐高压超快恢复二极管，耐高压指二极管的击穿电压较高，才可以工作在高压环境下，选用耐高压的超快恢复二极管，其反向恢复时间短(纳秒级)，反向恢复电流小，击穿电压高，高于被测器件关断时两端承受的高电压，将功率主电路(被测器件所在的大电流回路，为现有技术)的大电流与处理电路隔断，避免功率部分的大电流进入处理电路，起到保护后级处理电路的作用。
30.通态压降在线监测电路在被测器件关断时，钳位支路将运放同向输入端电压钳位至一个低电压水平，实现稳压钳位的功能。钳位支路后接同向比例运算电路，其中r1和r2选用相同低阻值的高精电阻，高精度是指精度高于0.1％，目的是保证同向比例运算电路的运算精度。r2作为反馈电阻，如果阻值过高，会使得反馈延迟，使运算放大器发生自激振荡影响输出波形质量。同时，r1、r2阻值应相同，使得该同向比例运算电路输出值等于被测器件的通态压降值。
31.测试电流源i
sense
为通态压降在线监测测试时使用，测试电流源i
sense
采用稳压芯片串联调节电阻构成，实现输出恒定小测试电流，且输出电流值可通过调节电阻值改变。稳压芯片输出测试电流，为包括测试电流源i
sense
和运算放大器供电都由一个带隔离功能的电源模块实现，带隔离功能的电源模块为常见的隔离电源模块，并不需要昂贵的高共模瞬态抗扰度的隔离电源，也能避免共地造成的干扰问题。
32.本发明根据实际需要，应调整钳位支路中串联钳位二极管的个数以获得适值钳位电压，钳位二极管的个数为钳位电压值除以单个钳位二极管正向导通压降值的所得个数加一，钳位支路上所有的钳位二极管正向导通压降值均相等。本技术根据钳位二极管的数量可调节钳位电压，被测器件理论上最高的通态压降一定，所有钳位二极管的通态压降减去单个钳位二极管的通态压降值不小于被测器件的理论最高通态压降，实现稳压钳位的功能。
33.实施例
34.本实施例在所搭建双脉冲电路中实施，具有两个被测器件，每个被测器件上并联一个本技术的通态压降在线监测电路。搭建如图4所示双脉冲硬件平台，硬件平台包括栅极驱动、母线电容、母线电压v
dc
、被测器件以及本发明提出的通态压降在线监测电路。母线电压、母线电容、感性负载以及被测sic mosfet组成的电路会走大电压、大电流，称之为功率主电路。使用的被测器件为两个sic mosfet分别为q1、q2。实施例电路连接方式如图2所示。
栅极驱动连接驱动电路，驱动电路为给开关管提供控制信号的电路。栅极驱动输出驱动信号控制下管q2的开关，驱动频率在50～300khz，上管q1的栅极给低电平或者悬浮，只在续流阶段其体二极管工作。本实施例中钳位电压设置为4v左右，设置7个钳位二极管。
35.当驱动信号输出高电平时，下管q2导通，母线电压v
dc
与感性负载l
load
和下管q2形成闭合回路，此时下管q2两端电压为其通态压降。当驱动电路输出低电平时，下管q2关断，此时感性负载l
load
持续向上管q1放电，电流经过上管q1的体二极管形成闭合回路，此时上管q1两端电压为其体二极管的压降。
36.本发明提出的通态压降在线监测电路并联在下管两端时，可在下管q2导通时监测其通态压降。通态压降在线监测电路在下管q2导通时输出值为下管q2的通态压降值；在关断时输出值为钳位支路所设置的钳位电压值。
37.当通态压降在线监测电路连接在下管q2两端时，可监测下管q2导通的通态压降。本发明提出的通态压降监测电路监测被测器件的通态压降v
ds-监测，结果如图3中的(a)图所示，为当下管q2导通时，通态压降监测电路输出为其通态压降值，当下管q2关断时，监测电路输出值为钳位电压值，实现稳压钳位的功能。当通态压降在线监测电路测量体二极管压降，测量原理与测量开关管的正向压降基本一致。
38.当通态压降在线监测电路连接在上管q1两端时，可监测上管q1反向续流时的体二极管通态压降。本发明提出的通态压降在线监测电路监测上管q1体二极管的通态压降v
sd-监测结果如图3中的(b)所示。在续流时，通态压降监测电路输出值为上管q1体二极管的反向压降，为负值，其绝对值为上管q1体二极管的通态压降；在非续流时刻，输出值为钳位电压，实现稳压钳位的功能。图3中，i
load
为经过感性负载l
load
上的电流波形，vg为下管q2的驱动波形，v
ds
为漏极和源极之间的电压，v
sd
为源极和漏极之间的电压。
39.同向比例运算电路的输出电压分别为被测上管的体二极管压降和下管的通态压降。当被测sic mosfet导通时运算电路输出为其通态压降值，当被测sic mosfet关断时运算电路输出为设定的钳位电压值。将该电压信号输入数字处理单元进行处理，以实现对被测器件状态信息的提取。
40.由图3可知，通态压降在线监测电路在被测器件导通时可输出其通态压降值，且输出波形尖峰小、质量较好。说明本发明的通态压降在线监测电路所监测的通态压降监测值准确，且好的波形质量可以提高通态压降监测电路的可靠性，在被测器件关断时，通态压降在线监测电路可将其两端高电压钳位在一个低电压水平，提高监测电路安全性的同时也大大提高了监测准确性。经过实例验证，本发明提出的电路可在信号发生器设置的300khz开关频率下运行，满足宽禁带功率器件的监测需求。
41.由图4可知，本发明提出的通态压降在线监测电路占用空间小，易于集成，未来可集成到驱动电路中或者功率模块内部。该通态压降在线监测电路的模块可做到4cm甚至更小，如未来应用时可集成在驱动板上，可进一步减小占用空间。
42.图5中(a)图为未设置反并联泄流二极管d5时运算放大器同向输入端的电压波形，图中的虚线圈标记了该处出现了电压尖峰，由开关电压过冲和反向恢复电流引起的该处电压尖峰值过大，存在损坏处理电流的风险，不利于监测电路可靠性的保证，未设置反并联泄流二极管d5时，在被测器件开通瞬间，存在较大的电压过冲。图5中(b)图为设置反并联泄流二极管d5时运算放大器同向输入端的电压波形，当设置反并联泄流二极管d5后，电压尖峰明
显改善，并无明显电压过冲，说明该电压过冲被抑制。
43.本发明未述及之处适用于现有技术。