双向高精度NMOS功率管电流采样电路及方法与流程

双向高精度nmos功率管电流采样电路及方法
技术领域
1.本发明涉及一种电流采样电路及方法，尤其是一种双向高精度nmos功率管电流采样电路及方法。


背景技术：

2.随着传感技术的发展，越来越多的传感器系统使用微电子芯片作为感知物理量的方式；这些传感器系统工作时，将物理量先转换为电压信号或者电流信号，然后利用微电子芯片采样电信号，最后输出到终端。
3.上述转换得到的电信号中，电压信号可以直接由adc采集，电流信号则需要先通过电流采样，将芯片外部的电流转化为芯片可以直接感知的信号。实际中，对电流采样实现方法有多种，可以直接在片外信号通路上串接电阻，但这样会有功耗损失，在电源系统中非常不适合。为了减小功率损失，某些系统中，利用电感的寄生电阻，即rdc采样，但这种电流采样只适合于有电感参与的系统。
4.图1中，示出了一种无需片外电阻的电流采样实施情况，图1中，m
p
为nmos功率管，m
sns
为采样管，i
sns
为采样电流，nmos功率管m
p
的栅极端与采样管m
sns
的栅极端均接电压v
g_hs
，nmos功率管m
p
的漏极端与采样管m
sns
的漏极端均连接电压v1，nmos功率管m
p
的源极端接电压v2。
5.图1中所示的电流采样，通过复制nmos功率管m
p
的状态，通过采样管m
sns
可等比例的将电流转换到芯片内部，电流路径无需额外电阻。但所述电流采样的主要缺点是只能针对一个方向的电流，如果电流的方向发生转变，则所述电流采样电路无法正常工作。


技术实现要素：

6.本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种双向高精度nmos功率管电流采样电路及方法，其在无需额外引入片外电阻的情况下，可实现正负两个方向电流的采样，适应范围广，安全可靠。
7.按照本发明提供的技术方案，所述双向高精度nmos功率管电流采样电路，包括：
8.采样连接部，包括nmos功率管m
p
以及用于复制nmos功率管m
p
状态的采样管m
sns
，采样管m
sns
的漏极端、nmos功率管m
p
的漏极端均连接电压v1，nmos功率管m
p
的源极端接电压v2；
9.误差放大部，与采样连接部内nmos功率管m
p
的源极端以及采样管m
sns
的源极端适配连接，用于对采样管m
sns
源极端的电压进行环路控制，以使得采样管m
sns
源极端的电压v
sns
与nmos功率管m
p
源极端的电压v2保持一致；
10.电流输出部，与误差放大部适配连接，误差放大部基于电压v1与电压v2的状态提供采样管m
sns
的方向电流时，所述电流输出部基于所述误差放大部提供采样管m
sns
的方向电流状态输出所需的采样电流；其中，误差放大部所提供采样管m
sns
的方向电流与流过nmos管m
p
的电流方向相一致。
11.所述误差放大部包括直流偏置电源、第一环路控制电流提供电路以及第二环路控
制电流提供电路，其中，
12.第一环路控制电流提供电路、第二环路控制电流提供电路与直流偏置电源适配电连接；
13.电压v1大于电压v2时，第一环路控制电流提供电路控制采样管m
sns
源极端的电压v
sns
与nmos功率管m
p
源极端的电压v2保持一致，且提供从电压v1流向采样管m
sns
源极端的方向电流；
14.电压v1小于电压v2时，第二环路控制电流提供电路控制采样管m
sns
源极端的电压v
sns
与nmos功率管m
p
源极端的电压v2保持一致，且提供从采样管m
sns
源极端流向电压v1的方向电流。
15.所述直流偏置电源包括pmos管m
p3
、pmos管m
p4
、pmos管m
p5
、pmos管m
p6
、pmos管m
p7
以及pmos管m
p8
，其中，
16.pmos管m
p3
的源极端、pmos管m
p4
的源极端、pmos管m
p6
以及pmos管m
p7
的源极端均与浮动电压v
fly_vdd
连接，pmos管m
p3
的栅极端、pmos管m
p3
的漏极端、pmos管m
p6
的栅极端以及pmos管m
p7
的栅极端通过电流源i2与nmos管m
n6
的漏极端、nmos管m
n6
的栅极端以及nmos管m
n7
的栅极端连接；
17.pmos管m
p4
的栅极端与pmos管m
p4
的漏极端、pmos管m
p5
的源极端连接，pmos管m
p5
的栅极端与pmos管m
p5
的漏极端、nmos管m
n7
的漏极端以及pmos管m
p8
的栅极端连接；
18.pmos管m
p6
的漏极端与nmos管m
n9
的漏极端、nmos管m
n9
的栅极端以及nmos管m
n12
的栅极端连接，nmos管m
n9
的源极端与nmos管n
m8
的漏极端以及nmos管m
n8
的栅极端连接；
19.pmos管m
p7
的漏极端与pmos管m
p8
的源极端、nmos管m
n12
的漏极端以及第一环路控制电流提供电路适配连接，pmos管m
p8
的漏极端、nmos管m
n12
的源极端与nmos管m
n11
的漏极端以及第二环路控制电流提供电路适配连接；
20.nmos管m
n11
的栅极端与nmos管m
n10
的栅极端、nmos管m
n10
的漏极端以及电流源i3的输出端连接，电流源i3的电压端与浮动电压v
fly_vdd
连接；
21.nmos管m
n6
的源极端、nmos管m
n7
的源极端、nmos管m
n8
的源极端以及nmos管m
n11
的源极端均与电压v2连接。
22.所述第一环路控制电流提供电路包括pmos管m
p12
、高压pmos管m
hvp2
、nmos管m
n2
、nmos管m
n1
以及高压nmos管m
hvn1
，其中，
23.pmos管m
p12
的源极端接浮动电压v
fly_vdd
，pmos管m
p12
的漏极端与高压pmos管m
hvp2
的源极端连接，高压pmos管m
hvp2
的栅极端接电压v2，高压pmos管m
hvp2
的漏极端与nmos管m
n2
的漏极端、nmos管m
n2
的栅极端、nmos管m
n1
的栅极端以及电流输出部适配连接；
24.nmos管m
n1
的源极端以及nmos管m
n2
的源极端接地，nmos管m
n1
的漏极端与高压nmos管m
hvn1
的源极端连接，高压nmos管m
hvn1
的漏极端与采样管m
sns
的源极端以及nmos管m
n10
的源极端连接，高压nmos管m
hvn1
的栅极端接电压v
dd
。
25.所述第二环路控制电流提供电路包括pmos管m
p13
、pmos管m
p14
、pmos管m
p15
、nmos管m
n16
、pmos管m
p16
以及高压pmos管m
hvp1
，其中，
26.pmos管m
p13
的源极端、pmos管m
p14
的源极端以及pmos管m
p15
的源极端均与浮动电压v
fly_vdd
连接，pmos管m
p13
的栅极端与pmos管m
p13
的漏极端、nmos管m
n16
的漏极端、pmos管m
p14
的栅极端以及pmos管m
p15
的栅极端连接；
27.pmos管m
p14
的漏极端与pmos管m
p16
的源极端连接，pmos管m
p15
的漏极端与高压pmos管m
hvp1
的源极端连接，nmos管m
n16
的栅极端与nmos管m
n12
的源极端、nmos管m
n11
的漏极端以及pmos管m
p8
的漏极端连接；
28.nmos管m
n16
的源极端、pmos管m
p16
的栅极端接电压v2，pmos管m
p16
的漏极端与采样管m
sns
的源极端、nmos管m
n10
的源极端连接，高压pmos管m
hvp1
的漏极端与电流输出部适配连接。
29.所述电路输出部包括pmos管m
p1
、pmos管m
p2
、pmos管m
p1d
以及pmos管m
p2d
，其中，
30.pmos管m
p1
的源极端、pmos管m
p2
的源极端、pmos管m
p1d
的源极端以及pmos管m
p2d
的源极端均与电压v
dd
连接，pmos管m
p1
的栅极端与pmos管m
p1
的漏极端、nmos管m
n3
的漏极端、pmos管m
p2
的栅极端连接，pmos管m
p2
的漏极端与nmos管m
n4
的漏极端连接，且pmos管m
p2
的漏极端与nmos管m
n4
的漏极端相互连接后形成用于输出采样电流i
sns1
的电流第一采样输出端；
31.nmos管m
n4
的栅极端与nmos管m
n5
的栅极端、nmos管m
n5
的漏极端、高压pmos管m
hvp1
的漏极端、nmos管m
n3d
连接，pmos管m
p1d
的栅极端与pmos管m
p1d
的漏极端、nmos管m
n3d
的漏极端以及pmos管m
p2d
的栅极端连接，pmos管m
p2d
的漏极端与nmos管m
n4d
的漏极端连接，且pmos管m
p2d
的漏极端与nmos管m
n4d
的漏极端相互连接后形成用于输出采样电流i
snsn2
的电流第二采样输出端；
32.nmos管m
n4d
的栅极端与nmos管m
n1
的栅极端、nmos管m
n3
的栅极端、nmos管m
n2
的栅极端、nmos管m
n2
的漏极端以及高压pmos管m
hvp2
的漏极端连接；
33.nmos管m
n3
的源极端、nmos管m
n4
的源极端、nmos管m
n5
的源极端、nmos管m
n3d
的源极端以及nmos管m
n4d
的源极端均接地。
34.还包括nmos管m
n17
，nmos管m
n17
的源极端接电压v2，nmos管m
n17
的漏极端接采样管m
sns
的源极端以及nmos管m
n10
的源极端连接；
35.nmos管m
n17
的栅极端接使能反相信号enn，在电流采样时，通过使能反相信号enn使得nmos管m
n17
处于关断状态。
36.采样管m
sns
的源极端通过电流源i1接地。
37.nmos功率管m
p
与采样管m
sns
相应导通沟道的宽长比为x：1，x＞1。
38.一种双向高精度nmos功率管电流采样方法，对任一nmos功率管m
p
，基于上述的电流采样电路进行所需的电流采样。
39.本发明的优点：对nmos功率管m
p
，利用采样管m
sns
复制nmos功率管m
p
的状态，利用误差放大部以及电流输出部配合实现电流采样，无需额外的片外器件；误差放大部内的浮动电压v
fly_vdd
，可复用高端nmos功率管内的浮动电源，不会增加成本，使用方便。利用误差放大部实现环路控制以及提供采样管m
sns
所需的电流，即可实现对正向电流和负向电流的采样，减少采样管个数，优化芯片面积，降低芯片内部采样的成本，提高芯片内部采样的可靠性。
附图说明
40.图1为现有nmos功率管电流采样的原理图。
41.图2为本发明的电路原理图。
42.图3为本发明浮动电压v
fly_vdd
的产生电路原理图。
43.图4为本发明基于电压v1、电压v2进行双向电流采样的波形图。
具体实施方式
44.下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。
45.如图2所示：为了在额外引入片外电阻的情况下，可实现正负两个方向电流的采样，本发明的双向高精度nmos功率管电流采样电路，具体地，包括：
46.采样连接部，包括nmos功率管m
p
以及用于复制nmos功率管m
p
状态的采样管m
sns
，采样管m
sns
的漏极端、nmos功率管m
p
的漏极端均连接电压v1，nmos功率管m
p
的源极端接电压v2；
47.误差放大部，与采样连接部内nmos功率管m
p
的源极端以及采样管m
sns
的源极端适配连接，用于对采样管m
sns
源极端的电压进行环路控制，以使得采样管m
sns
源极端的电压v
sns
与nmos功率管m
p
源极端的电压v2保持一致；
48.电流输出部，与误差放大部适配连接，误差放大部基于电压v1与电压v2的状态提供采样管m
sns
的方向电流时，所述电流输出部基于所述误差放大部提供采样管m
sns
的方向电流状态输出所需的采样电流；其中，误差放大部所提供采样管m
sns
的方向电流与流过nmos管m
p
的电流方向相一致。
49.具体地，流过nmos管m
p
的电流，即为需要采样的电流。采样管m
sns
也为nmos管，nmos功率管m
p
与采样管m
sns
相应导电沟道的宽长比为x：1，x＞1；x的具体取值可以根据需要选择，以能满足电流采样需求为准。在采样连接部内，nmos功率管m
p
的栅极端以及采样管m
sns
的栅极端均与电压v
g_hs
连接，电压v
g_hs
的具体情况可根据需要选择，以能满足电流采样的工作需求为准。
50.误差放大部与nmos功率管m
p
的源极端以及采样管m
sns
的源极端适配连接，nmos功率管m
p
的源极端接电压v2，采样管m
sns
的源极端电压为v
sns
；具体实施时，利用误差放大部提供负反馈控制，即能基于电压v2与电压v
sns
之间的电压差进行负反馈控制，以在负反馈控制后，使得采样管m
sns
源极端的电压v
sns
与电压v2保持一致；即在环路控制后，使得电压v
sns
与电压v2相等。
51.具体实施时，当电压v
sns
与电压v2相等后，根据图2中nmos功率管m
p
与采样管m
sns
之间的连接关系可知，加载到采样管m
sns
栅极端、nmos功率管m
p
栅极端相应的电压均为v
g_hs
，采样管m
sns
源极端、nmos功率管m
p
源极端相应的电压均为电压v2，采样管m
sns
漏极端、nmos功率管m
p
漏极端相应的电压均为v1，因此，流过nmos功率管m
p
的电流与流过nmos管m
sns
电流的比值即为x。
52.通过误差放大部将采样管m
sns
源极端的电压v
sns
与nmos功率管m
p
源极端的电压v2保持一致后，在电压v1与电压v2相应的大小不同时，则流过nmos功率管m
p
的电流方向不同，流过nmos功率管m
p
的电流方向始终沿着电压v1与电压v2中较大的电压指向较小电压的方向，如电压v1大于电压v2时，则流过nmos功率管m
p
的电流方向为沿电压v1指向电压v2的方向。具体实施时，当电压v1大于电压v2时，则将流过nmos功率管m
p
的电流方向设置为正电流，将电压v1小于电压v2时，将流过nmos功率管m
p
的电流方向设置为负电流。对nmos功率管m
p
正负两个方向的电流采样，具体是指沿电压v1指向v2方向的电流采样，或者，沿电压v2指向电压v1方向的电流采样。
53.为了能实现正负两个方向的电流采样，误差放大部基于电压v1与电压v2的状态提供采样管m
sns
的方向电流，误差放大部所提供采样管m
sns
的方向电流与流过nmos管m
p
的电流方向相一致；如流过nmos功率管m
p
的电流方向为电压v1指向电压v2时，则误差放大部所提供
采样管m
sns
的方向电流，即为电压v1指向电压v
sns
的方向；如流过nmos功率管m
p
的电流方向为电压v2指向电压v1的方向时，则误差放大部所提供采样管m
sns
的方向电流，即为电压v
sns
指向电压v1的方向。
54.本发明实施例中，电流输出部基于所述误差放大部提供采样管m
sns
的方向电流状态输出所需的采样电流，即通过误差放大部提供采样管m
sns
的方向电流后，电流输出部根据所提供采样管m
sns
的方向电流输出相对应的采样电流。
55.进一步地，所述误差放大部包括直流偏置电源、第一环路控制电流提供电路以及第二环路控制电流提供电路，其中，
56.第一环路控制电流提供电路、第二环路控制电流提供电路与直流偏置电源适配电连接；
57.电压v1大于电压v2时，第一环路控制电流提供电路控制采样管m
sns
源极端的电压v
sns
与nmos功率管m
p
源极端的电压v2保持一致，且提供从电压v1流向采样管m
sns
源极端的方向电流；
58.电压v1小于电压v2时，第二环路控制电流提供电路控制采样管m
sns
源极端的电压v
sns
与nmos功率管m
p
源极端的电压v2保持一致，且提供从采样管m
sns
源极端流向电压v1的方向电流。
59.本发明实施例中，利用直流偏置电源提供直流偏置，利用第一环路控制电流提供电路实现在电压v1大于电压v2状态下的环路控制与电流提供，利用第二环路控制电流提供电路实现在电压v1小于电压v2状态下的环路控制与电流提供。所述环路控制，即为形成的负反馈控制。
60.进一步地，所述直流偏置电源包括pmos管m
p3
、pmos管m
p4
、pmos管m
p5
、pmos管m
p6
、pmos管m
p7
以及pmos管m
p8
，其中，
61.pmos管m
p3
的源极端、pmos管m
p4
的源极端、pmos管m
p6
以及pmos管m
p7
的源极端均与浮动电压v
fly_vdd
连接，pmos管m
p3
的栅极端、pmos管m
p3
的漏极端、pmos管m
p6
的栅极端以及pmos管m
p7
的栅极端通过电流源i2与nmos管m
n6
的漏极端、nmos管m
n6
的栅极端以及nmos管m
n7
的栅极端连接；
62.pmos管m
p4
的栅极端与pmos管m
p4
的漏极端、pmos管m
p5
的源极端连接，pmos管m
p5
的栅极端与pmos管m
p5
的漏极端、nmos管m
n7
的漏极端以及pmos管m
p8
的栅极端连接；
63.pmos管m
p6
的漏极端与nmos管m
n9
的漏极端、nmos管m
n9
的栅极端以及nmos管m
n12
的栅极端连接，nmos管m
n9
的源极端与nmos管n
m8
的漏极端以及nmos管m
n8
的栅极端连接；
64.pmos管m
p7
的漏极端与pmos管m
p8
的源极端、nmos管m
n12
的漏极端以及第一环路控制电流提供电路适配连接，pmos管m
p8
的漏极端、nmos管m
n12
的源极端与nmos管m
n11
的漏极端以及第二环路控制电流提供电路适配连接；
65.nmos管m
n11
的栅极端与nmos管m
n10
的栅极端、nmos管m
n10
的漏极端以及电流源i3的输出端连接，电流源i3的电压端与浮动电压v
fly_vdd
连接；
66.nmos管m
n6
的源极端、nmos管m
n7
的源极端、nmos管m
n8
的源极端以及nmos管m
n11
的源极端均与电压v2连接。
67.具体实施时，利用浮动电源产生浮动电压v
fly_vdd
，在有高端nmos功率管参与的电源系统中，浮动电源是不可缺少的一部分，并不需要额外添加电路。本发明利用所述浮动电
源，保证了nmos功率管m
p
的正负向电流都可以被采集到，且不会增加电流采样的成本。
68.图3中，示出了产生浮动电压v
fly_vdd
的一种具体实施情况，在nmos功率管m
p
的源极端接一电压源v
boost
与电容c1，其中，nmos功率管m
p
的源极端与电压源v
boost
的负极输出端以及电容c1的一端连接，电压源v
boost
的正极输出端与电容c1的另一端连接后即产生浮动电压v
fly_vdd
。
69.对于nmos功率管m
p
，当nmos功率管m
p
开启导通时，加载到nmos功率管m
p
栅极端以及采样管m
sns
栅极端的电压v
g_hs
为v2+v
boost
。电压源v
boost
所输出的电压v
boost
，电压在大部分应用中等于电压v
dd
，或者电压v
dd
减去一个二极管压降。电压v
dd
为芯片内部电源电压，一般为3.3v/5v。
70.具体实施时，采样管m
sns
的源极端通过电流源i1接地。通过电流源i1可以提供偏置。
71.图2中，i1和i3为输出电流相同的电流源，以保证电路直流偏置正确。当然，在具体实施时，也可设置一定的误差，即电流源i1所输出的电流不等于电流源i3所输出的电流，此时，直流偏置电源出就存在固定失调(offset)。由于pmos管m
p3
与pmos管m
p7
构成电流镜，pmos管m
p7
的电流由m
p3
镜像而来，具体实施时，可将pmos管m
p7
的电流设置为与电流源i1和电流源i3相同的输出电流，此时，电流源i1、电流源i2以及电流源i3所输出的电流均相同。
72.下面以电流源i1、电流源i2以及电流源i3所输出的电流均为电流i的情况进行具体解释说明。
73.进一步地，所述第一环路控制电流提供电路包括pmos管m
p12
、高压pmos管m
hvp2
、nmos管m
n2
、nmos管m
n1
以及高压nmos管m
hvn1
，其中，
74.pmos管m
p12
的源极端接浮动电压v
fly_vdd
，pmos管m
p12
的漏极端与高压pmos管m
hvp2
的源极端连接，高压pmos管m
hvp2
的栅极端接电压v2，高压pmos管m
hvp2
的漏极端与nmos管m
n2
的漏极端、nmos管m
n2
的栅极端、nmos管m
n1
的栅极端以及电流输出部适配连接；
75.nmos管m
n1
的源极端以及nmos管m
n2
的源极端接地，nmos管m
n1
的漏极端与高压nmos管m
hvn1
的源极端连接，高压nmos管m
hvn1
的漏极端与采样管m
sns
的源极端以及nmos管m
n10
的源极端连接，高压nmos管m
hvn1
的栅极端接电压v
dd
。
76.具体地，当电压v1大于电压v2的情况下，当采样管m
sns
源极端的电压高于电压v2时，则流过nmos管m
n11
电流大于i，因此，pmos管m
p12
的电流增大，nmos管m
n16
的电流减小到0。同时，pmos管m
p12
的电流镜像到nmos管m
n1
，使得采样管m
sns
源极端的电压v
sns
电压下降，形成负反馈。
77.当采样管m
sns
源极端的电压v
sns
低于电压v2，以上的分析过程相反，最后也形成负反馈。具体地，当采样管m
sns
源极端的电压v
sns
低于电压v2时，流过nmos管m
n11
的电流小于电流i，此时，流过pmos管m
p12
的电流减小，流过nmos管m
n16
的电流增大，当nmos管m
n1
提供的电流与电流源i1提供的电流之和小于电流源i3所提供的电流以及pmos管m
p16
所提供的电流之和时，即可形成对采样管m
sns
源极端的电压v
sns
电压上拉，采样管m
sns
源极端的电压v
sns
电压上升，直至采样管m
sns
源极端的电压v
sns
电压与电压v2相一致。
78.综上，环路机制保证实际工作中，确保电压v
sns
等于电压v2。由于电压v1大于电压v2，流过nmos功率管m
p
的电流方向为正电流，且v2＝v
sns
，所以，流过采样管m
sns
的方向电流为从电压v1流向电压v
sns
，此时，通过nmos管m1管提供采样管m
sns
的方向电流。
79.进一步地，所述第二环路控制电流提供电路包括pmos管m
p13
、pmos管m
p14
、pmos管mp15
、nmos管m
n16
、pmos管m
p16
以及高压pmos管m
hvp1
，其中，
80.pmos管m
p13
的源极端、pmos管m
p14
的源极端以及pmos管m
p15
的源极端均与浮动电压v
fly_vdd
连接，pmos管m
p13
的栅极端与pmos管m
p13
的漏极端、nmos管m
n16
的漏极端、pmos管m
p14
的栅极端以及pmos管m
p15
的栅极端连接；
81.pmos管m
p14
的漏极端与pmos管m
p16
的源极端连接，pmos管m
p15
的漏极端与高压pmos管m
hvp1
的源极端连接，nmos管m
n16
的栅极端与nmos管m
n12
的源极端、nmos管m
n11
的漏极端以及pmos管m
p8
的漏极端连接；
82.nmos管m
n16
的源极端、pmos管m
p16
的栅极端接电压v2，pmos管m
p16
的漏极端与采样管m
sns
的源极端、nmos管m
n10
的源极端连接，高压pmos管m
hvp1
的漏极端与电流输出部适配连接。
83.具体地，在电压v1小于电压v2的情况下，当采样管m
sns
源极端的电压v
sns
小于电压v2，则流过nmos管m
n11
电流小于电流i，因此，pmos管m
p12
的电流会减小到0，nmos管m
n16
的电流增大。流过nmos管m
n16
的电流镜像到pmos管m
p14
，使得电压v
sns
上升形成负反馈，保证实际工作中，电压v
sns
电压等于电压v2。
84.当采样管m
sns
源极端的电压v
sns
高于电压v2，以上述说明分析的过程相反，此时，通过nmos管m
n1
流过的电流以及电流源i1提供的电流形成下拉，使得采样管m
sns
源极端的电压v
sns
下降，直至采样管m
sns
源极端的电压v
sns
等于电压v2。即最后也形成负反馈控制，从而利用环路机制，以保证实际工作中电压v
sns
等于电压v2。
85.在电压v1小于电压v2时，流过nmos功率管m
p
的电流为负电流，且v2＝v
sns
，流过采样管m
sns
电流为从电压v
sns
流向电压v1，此时，通过pmos管m
p14
管提供采样管m
sns
的方向电流。
86.进一步地，所述电路输出部包括pmos管m
p1
、pmos管m
p2
、pmos管m
p1d
以及pmos管m
p2d
，其中，
87.pmos管m
p1
的源极端、pmos管m
p2
的源极端、pmos管m
p1d
的源极端以及pmos管m
p2d
的源极端均与电压v
dd
连接，pmos管m
p1
的栅极端与pmos管m
p1
的漏极端、nmos管m
n3
的漏极端、pmos管m
p2
的栅极端连接，pmos管m
p2
的漏极端与nmos管m
n4
的漏极端连接，且pmos管m
p2
的漏极端与nmos管m
n4
的漏极端相互连接后形成用于输出采样电流i
sns1
的电流第一采样输出端；
88.nmos管m
n4
的栅极端与nmos管m
n5
的栅极端、nmos管m
n5
的漏极端、高压pmos管m
hvp1
的漏极端、nmos管m
n3d
连接，pmos管m
p1d
的栅极端与pmos管m
p1d
的漏极端、nmos管m
n3d
的漏极端以及pmos管m
p2d
的栅极端连接，pmos管m
p2d
的漏极端与nmos管m
n4d
的漏极端连接，且pmos管m
p2d
的漏极端与nmos管m
n4d
的漏极端相互连接后形成用于输出采样电流i
snsn2
的电流第二采样输出端；
89.nmos管m
n4d
的栅极端与nmos管m
n1
的栅极端、nmos管m
n3
的栅极端、nmos管m
n2
的栅极端、nmos管m
n2
的漏极端以及高压pmos管m
hvp2
的漏极端连接；
90.nmos管m
n3
的源极端、nmos管m
n4
的源极端、nmos管m
n5
的源极端、nmos管m
n3d
的源极端以及nmos管m
n4d
的源极端均接地。
91.具体地，由上述说明可知，在电压v1大于电压v2的情况下，若采样管m
sns
源极端的电压v
sns
大于电压v2时，流过pmos管m
p12
的电流增大，流过nmos管m
n16
的电流会减小到0，当采样管m
sns
源极端的电压v
sns
等于电压v2时，流过pmos管m
p12
的电流保持最大，流过nmos管m
n16
的电流为0；则根据图2可知，经过电流镜镜像后，通过电流第一采样输出端输出的采样电流i
sns1
会增大至稳定，即得到采样电流，而电流第二采样输出端输出的采样电流i
snsn2
会减小
至0。当采样管m
sns
源极端的电压v
sns
与电压v2相等时，则电流第二采样输出端输出的采样电流i
snsn2
为0，通过电流第一采样输出端输出的采样电流i
sns1
即得到所需稳定的采样电流。
92.在电压v1大于电压v2的情况下，采样管m
sns
源极端的电压v
sns
小于电压v2时，具体可以参考上述说明，此处不再赘述。
93.进一步地，由上述说明可知，在电压v1小于电压v2的情况下，若采样管m
sns
源极端的电压v
sns
小于电压v2时，流过pmos管m
p12
的电流会逐渐减小到0，流过nmos管m
n16
的电流增大，当采样管m
sns
源极端的电压v
sns
等于电压v2时，流过pmos管m
p12
的电流，流过nmos管m
n16
的电流保持最大；则根据图2可知，经过电流镜镜像后，通过电流第一采样输出端输出的采样电流i
sns1
会逐渐减小直至为0，而电流第二采样输出端输出的采样电流i
snsn2
会增大至稳定，即得到采样电流。当采样管msns源极端的电压v
sns
与电压v2相等时，则电流第一采样输出端输出的采样电流i
snsn1
为0，通过电流第二采样输出端输出的采样电流i
sns2
即得到所需稳定的采样电流。
94.在电压v1小于电压v2的情况下，采样管m
sns
源极端的电压v
sns
大于电压v2时，具体可以参考上述说明，此处不再赘述。
95.为了方便说明，假设所有电流镜比例都是1：1，则有i
mp2
＝i
mn4d
＝i
mn1
，i
mn4
＝i
mp2d
＝i
mp14
；此时，可得：
[0096][0097]
由上述说明以及说明书附图4可得，在电压v1》电压v2下的电流采样时，i
sns2
＝0；在电压v1《电压v2下的电流采样时，i
sns1
＝0。图4中，i
power
为流过nmos功率管m
p
的电流。图4中，δv即为电压v1与电压v2的差值。
[0098]
具体实施时，电流镜的具体比例可根据实际选择，电流镜的比例确定后，可以根据参考上述说明，得到相应的采样电流情况，此处不再具体说明。
[0099]
在利用采样管m
sns
对流过nmos功率管m
p
的电流采样时，采样管m
sns
的电流由nmos功率管m
p
的电流镜像得到，因此，整个电路能反应电压v1与电压v2之间的关系，从而基于采样电流i
snsn1
或采样电流i
sns2
即形成所需稳定的采样电流。
[0100]
进一步地，还包括nmos管m
n17
，nmos管m
n17
的源极端接电压v2，nmos管m
n17
的漏极端接采样管m
sns
的源极端以及nmos管m
n10
的源极端连接；
[0101]
nmos管m
n17
的栅极端接使能反相信号enn，在电流采样时，通过使能反相信号enn使得nmos管m
n17
处于关断状态。
[0102]
本发明实施例中，在进行电流采样工作时，使能反相信号enn为0；在非电流采用工作时，使能反相信号enn为高电平。
[0103]
综上，可得到本发明双向高精度nmos功率管电流采样方法，具体地，对任一nmos功率管m
p
，基于上述电流采样电路进行所需的电流采样。
[0104]
具体实施时，利用利用上述电流采样电路进行电流采样的方法以及过程可以参考上述说明，此次不再赘述。
[0105]
对nmos功率管m
p
，本发明利用采样管m
sns
复制nmos功率管m
p
的状态，利用误差放大部以及电流输出部配合实现电流采样，无需额外的片外器件；误差放大部内的浮动电压v
fly_vdd
，可复用高端nmos功率管内的浮动电源，不会增加成本，使用方便。利用误差放大部
实现环路控制以及提供采样管m
sns
所需的电流，即可实现对正向电流和负向电流的采样，减少采样管个数，优化芯片面积，降低芯片内部采样的成本，提高芯片内部采样的可靠性。