Dcm反激变换器输出电容esr和c的监测装置及方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于电能变换装置中的监测技术领域，特别是一种DCM反激（flyback)变 换器输出电容ESR和C的监测装置及方法。
【背景技术】
[0002] 由于效率高、体积小等优点，开关电源在日常生产生活中应用十分广泛。一 般而言，为了得到较为稳定的输出电压，必须采用电容有效滤除高频噪声。变换器工 作一段时间之后，电容的容值（Capacitance,C)和等效串联电阻（EquivalentSeries Resistance，ESR)会发生变化，与初电容值C和阻值ESR相比，当该变化量较大时，即可认为 该电容已失效，电容的失效将会造成电源和系统的运行故障。降压（Buck)、升压（Boost)、 升降压（Buck-Boost)变换器是三种最基本的开关电源变换器，其他的变换器均可以由这 三种变换器衍变而来。其中，DCM(DiscontinuousCurrentMode，电流断续模式）flyback 变换器是由Buck-Boost衍变而来。flyback变换器在计算机电源、通讯电源、航空航天等领 域广泛使用，因此监测DCMflyback变换器的输出滤波电容的ESR和C，预测其寿命非常重 要。但是目前尚未实现在线监测，监测的进行通常影响变换器的正常工作，采用电流传感器 及其辅助电路检测电容电流，增加了参数监测的难度。
【发明内容】
[0003] 本发明的目的在于提供一种DCM反激变换器输出电容ESR和C的监测装置及方 法，能够实时监测等效串联电阻ESR和电容的容值C的变化，对电解电容和电源的寿命进行 准确预测。
[0004] 实现本发明目的的技术解决方案为：一种DCM反激变换器输出电容ESR和C的监 测装置，包括flyback变换器主功率电路、驱动电路、显示单元和信号处理模块，所述信号 处理模块包括功率电路控制单元、开关频率匕计算单元、占空比D计算单元、输出电压触发 采样单元、电容ESR和C计算单元；
[0005] 所述flyback变换器主功率电路包括输入电压源Vin、开关管Qb、续流二极管Db、耦 合电感L、输出滤波电容和负载&，所述输出滤波电容包括等效串联电阻ESR和电容C，其中 开关管Qb的漏极与电压源Vιη的正极连接，耦合电感L原边一端与开关管Qb的源极连接，耦 合电感L副边的异名端与续流二极管Db的阳极连接，耦合电感L原边另一端与电压源Vιη的 负极连接，续流二极管Db的阴极分别与等效串联电阻ESR的一端及负载I的一端连接，等 效串联电阻ESR的另一端与电容C的一端连接，电容C的另一端及负载&的另一端均与耦 合电感L副边的同名端连接，负载&两端为输出电压v^
[0006] 所述功率电路控制单元的输入端分别与flyback变换器主功率电路的电压源Vin 和输出电压v。连接，功率电路控制单元输出端的PWM信号分别接入开关频率fs计算单元和 占空比D计算单元，flyback变换器主功率电路的输出电压V。和功率电路控制单元输出端 的PWM信号均接入输出电压触发采样单元，开关频率匕计算单元、占空比D计算单元、输出 电压触发采样单元的输出端均接入电容ESR和C计算单元，电容ESR和C计算单元的输出 端接入显示单元；
[0007] 所述驱动电路的输入端与功率电路控制单元输出端的PWM信号连接，驱动电路的 输出端接入开关管Qb的栅极。
[0008] -种DCM反激变换器输出电容ESR和C的监测方法，包括以下步骤：
[0009] 步骤1，在信号处理模块中创建功率电路控制单元、开关频率匕计算单元、占空比 D计算单元、输出电压触发采样单元、电容ESR和C计算单元；
[0010] 步骤2,信号处理模块的功率电路控制单元采集flyback变换器主功率电路的输 出电压v。和输入电压Vιη，得到PWM信号并经驱动电路驱动开关管Qb;
[0011] 步骤3,功率电路控制单元输出的PWM信号送入开关频率fs计算单元和占空比D 计算单元，经开关频率fs计算单元处理得出变换器当前的开关频率fs，经占空比D计算单 元处理得出变换器当前的占空比D;
[0012] 步骤4,功率电路控制单元输出的PWM信号和flyback变换器主功率电路的输出电 压V。同时送入输出电压触发采样单元，经输出电压触发采样单元处理得到输出电压的瞬时 值v。(0)、v。(DTs/2)和输出电压的平均值V^v。(0)为PWM信号上升沿时刻对应的瞬时输出 电压，v。(DTs/2)为PWM信号上升沿和下降沿之间的中点时刻对应的瞬时输出电压；
[0013] 步骤5,将得到的开关频率fs、占空比D、以及输出电压的瞬时值Vc](0)、Vc](DTs/2) 和输出电压的平均值V。送入电容ESR和C计算单元进行综合处理，得到flyback变换器中 输出滤波电容当前等效串联电阻ESR和电容C的值；
[0014] 步骤6,电容ESR和C计算单元将所得的等效串联电阻ESR和电容C的值送入显示 单元实时显示。
[0015] 本发明与现有技术相比，其显著优点为：⑴不影响变换器的正常工作；（2)在线 监测电容的ESR和C值，为电容和电源的寿命预测提供依据；（3)无需电流传感器及其辅助 电路检测电容电流，减小了参数监测的难度。
【附图说明】
[0016] 图1是DCMflyback变换器开关周期中的工作波形。
[0017] 图2是本发明DCM反激变换器输出电容ESR和C的监测装置结构示意图。
[0018] 其中：Vin-输入电压，Ιιη-输入电流,? -耦合电感原边电流，仏-耦合电感副边电 流，if电容电流，1。_输出电流，V。-输出电压，V。-输出电压平均值，Qb_开关管，Db-二极管， L-耦合电感，C-输出滤波电容值，ESR-等效串联电阻值，R「负载，Vgs-开关管Qb的驱动电 压，D-占空比，t-时间，Ts-变换器开关周期，fs-变换器开关频率，ΔI「电感电流纹波峰峰 值，vESR-等效串联电阻上的电压，电容上的电压。
【具体实施方式】
[0019] 下面结合附图及具体实施例对本发明作出进一步详细说明。
[0020] 本发明设id种在线监测工作于电感电流断续模式（DiscontinuousConduction Mode，DCM)的反激（flyback)变换器输出滤波电容ESR和C的装置及方法。
[0021] 1、理论推导：
[0022] 图1为DCMflyback变换器开关周期中的工作波形。当开关管Qb导通时，二极管 Db截止，耦合电感L原边两端的电压为Vιη，其耦合电感原边电流L以Vin/Lp的斜率线性上 升。当开关管Qb关断时，耦合电感副边电流t通过二极管Db续流，此时耦合电感L副边两端 的电压为-V。，耦合电感副边电流L以VyLs的斜率下降。由于flyback变换器工作在DCM 模式，因此在开关周期结束前，耦合电感电流匕下降到零。耦合副边电流4在一个周期中的 表达式如下：
[0023]
[0024] 其中Vin为输入电压，V。为输出电压平均值，Li为耦合电感原边电感值，L2为耦合 电感副边电感值，:^为flyback变换器的开关频率，D[；为副边电流下降到零对应的占空比， D为开关管的占空比，TsSflyback变换器的开关周期，t为时间。
[0025] 电容电流ic的表达式为：
[0026]
[0027] 电容电流、在电容C和等效串联电阻ESR上的压降分别为^⑴和vESR(t)，其波 形如图1，等效串联电阻ESR上的电压vESR(t)波形与电容电流、(〇波形形状一致，其表达 式为：
[0028]
[0029] 电容电压vc(t)与电容电流ic(t)的关系如下式：
[0030]
[0031] 带入后得：
[0032]
[0033] 其中VJO)为零时刻对应的电容电压。
[0034] 显然，等效串联电阻ESR上的电压直流分量为0,即vESR(t)在开关周期内的平均值 为0,因此，将式（5)在变换器的一个开关周期Ts内求平均值，即为输出电压平均值V。，如下 式所示：
[0036] 由式可（6)得：
[0037]
[0038] 从附图1可以看出，电容C上的电压为电容电压vc(t)与ESR电压vESR(t)的合成 电压，该电压与电容电流、电容C、等效串联电阻ESR等有关，实际电路中，根据检测所得 的纹波电流ic(t)和合成电压vc(t)+vESR(t)的信息即可反推出电容C和等效串联电阻ESR 值。为此，重点考察0时刻、DTs/2和两个时刻点。
[0039] 电容电压vc(t)与等效串联电阻ESR电压vESR(t)的合成电压即为输出电压瞬时值 \⑴，根据式（4)、式（5)和式（7)，可得：
[0041] 根据式⑶的输出电压表达式，去除直流平均值八可得输出电压的交流分量谈) 如下：
[0042]
[0043] 0时刻和DTs/2时刻，输出电压的交流分量AW分别为：
[0044]
[0045]
[0046] 由flyback拓扑可以得出以下关系
[0047]
[0048] Ο[0049] 根据式（10)、（11)和式（12)可得：
[0050]
[0051]
[0052] 式中，ESR为等效串联电阻的阻值，C为电容的容值，Ls为耦合电感副边值，Ts为变 换器开关周期，η为耦合电感L的原、副边匝数比，L为输出电压平均值，D为变换器的占空 比，V。(0)为PWM信号上升沿时刻对应的瞬时输出电压，为PWM信号上升沿和下降 沿之间的中点时刻对应的瞬时输