负载功率调节电路的制作方法

本发明涉及一种负载功率调节电路，特别是涉及一种三极交流开关的负载功率调节电路。

背景技术：

近年来，随着工业的发展及科技的进步，「环保」也成为全世界共同关心的议题，对于一般家庭而言，在日常生活中如何节省用电、避免不必要的浪费无疑是值得努力的方向之一，因此，「节能」更是现代家电在研发设计时不可或缺的一环。

常见的家用电器产品如电锅、电扇等，皆可见多段功率调节的设计，譬如电锅可调整其火力、而电扇可调整其风量，此设计的目的一来增加使用方便性，二来避免过大的功率输出而造成电能的浪费，而本发明便以改进「调节负载输出功率」的方式为目标做为发想起点。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种更快、更精确地调节一负载的输出功率的负载功率调节电路。

本发明负载功率调节电路适于电连接一交流电源及一负载，其特征在于：该负载功率调节电路包含一三极交流开关、一双向触发二极管、一储能电容，及一控制单元；该三极交流开关具有一闸极端、一电连接该负载的第一阳极端，及一接地的第二阳极端，该负载电连接于该交流电源及该三极交流开关的该第一阳极端之间，当一第一电流流入该闸极端时，该第一阳极端及该第二阳极端互相导通；该双向触发二极管具有一电连接该三极交流开关的该闸极端的第一端，及一第二端，当该第一端及该第二端之间的电压超过一第一直流电压准位时，该第一端及该第二端之间互相导通；该储能电容具有电连接该双向触发二极管的该第二端的第一端及一接地的第二端；该控制单元电连接该交流电源以接收一交流电压，并侦测该交流电压的每一个正缘零交越点的时刻，该控制单元还电连接该双 向触发二极管的该第二端，且在该交流电压的两个正缘零交越点之间的一预定时间内，依序输出一第二直流电压准位及至少一个脉波至该双向触发二极管的该第二端，该第二直流电压准位大于零且小于该第一直流电压准位，该至少一脉波的每一者具有一大于等于该第一直流电压准位的峰值，当该双向触发二极管的该第二端所接收的该至少一脉波的其中第一者的电压达到该峰值时，该双向触发二极管的该第一端及该第二端导通，以产生该第一电流。

在一些实施态样中，该交流电源具有一第一周期，当在该预定时间内，该控制单元所输出的该至少一个脉波为数个时，该脉波的宽度小于该第一周期的一半。

在一些实施态样中，该控制单元还侦测该交流电压的每一个负缘零交越点的时刻，且在该交流电压的每一正缘零交越点及一相邻该正缘零交越点的负缘零交越点之间的另一预定时间内，依序输出该第二直流电压准位、一个脉波、及该第二直流电压准位至该双向触发二极管的该第二端。

在一些实施态样中，该交流电源具有一第一周期，该预定时间等于该第一周期。

在一些实施态样中，该预定时间等于整数倍的该第一周期且大于该第一周期。

在一些实施态样中，该控制单元为一集成电路器件。

本发明的有益的效果在于：该控制单元依序输出一第二直流电压准位及至少一个脉波至该双向触发二极管，当该至少一脉波的其中第一者的电压达到该峰值时，该双向触发二极管的该第一端及该第二端导通，由于该至少一脉波的其中第一者的正缘是由该第二直流电压准位开始爬升，相较于由零伏特开始爬升的态样能更快地达到该峰值，因此能使该控制单元更快、更精确地驱动该双向触发二极管。

附图说明

图1是本发明负载功率调节电路的一第一实施例的一电路图；

图2是该第一实施例的一波形图；

图3是该第一实施例的另一波形图；

图4是该第一实施例的一驱动信号的一波形图；

图5是本发明负载功率调节电路的一第二实施例的一波形图；

图6是该第一实施例的一电源转换模组的一电路图；及

图7是该第一实施例的该电源转换模组的一波形图。

具体实施方式

在本发明被详细描述之前，应当注意在以下的说明内容中，类似的器件是以相同的编号来表示，下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明。

参阅图1及图6，本发明负载功率调节电路的一第一实施例适用于电连接一交流电源100及一负载200，该负载功率调节电路包含一三极交流开关1、一双向触发二极管2、一储能电容3、一控制单元4，及一电源转换模组5。

配合参阅图2、图3及图4，该三极交流开关1为一种电流驱动器件，并具有一闸极端11、一电连接该负载200的第一阳极端12，及一接地的第二阳极端13，在本实施例中，该第二阳极端13为直接接地，而在其他实施态样中，该第二阳极端13也可借由其他电子器件间接接地。该负载200电连接于该交流电源100及该三极交流开关1的该第一阳极端12之间，当一第一电流i1流入该闸极端11时，该第一阳极端12及该第二阳极端13互相导通，而使该负载200接地并形成一负载电流iload的回路，当该负载电流iload流过该负载200，即代表该负载200正在消耗功率。

该双向触发二极管2为一种电压驱动器件，并具有一电连接该三极交流开关1的该闸极端11的第一端21，及一第二端22，当该第一端21及该第二端22之间的电压超过一第一直流电压准位vdc1时，该第一端21及该第二端22之间互相导通，以使该第一电流i1能经由该双向触发二极管2流入该三极交流开关1的该闸极端11。

该储能电容3具有电连接该双向触发二极管2的该第二端22的第一端31及一接地的第二端32。

该控制单元4在本实施例中为一集成电路器件，也就是ic(integratedcircuit)，该控制单元4电连接该交流电源100以接收一交流电压vac，并侦测该交流电压vac的每一个正缘零交越点v0+ 的时刻，更详细地说，该控制单元4是如图1所示的搭配一电阻6电连接该交流电源100以侦测该交流电压vac的每一个正缘零交越点v0+的时刻，该交流电源100可譬如为一般家用的市电。

该控制单元4还电连接该双向触发二极管2的该第二端22，且在该交流电压vac的两个正缘零交越点v0+之间的一预定时间t2内输出一驱动信号vdrive至该双向触发二极管2的该第二端22，该驱动信号vdrive是依序地包括一第二直流电压准位vdc2及多个脉波，该第二直流电压准位vdc2大于零且小于该第一直流电压准位vdc1。在本实施例中，该交流电源100具有一第一周期t1，该预定时间t2代表该驱动信号vdrive的周期，且该预定时间t2是由该控制单元4所设定，譬如如图2所示，该预定时间t2是等于该第一周期t1，或者该预定时间t2是整数倍于该第一周期t1，如图3所示，该预定时间t2是两倍于该第一周期t1。

在本实施例中，所述脉波的每一者具有一等于该第一直流电压准位vdc1的峰值vpeak(示于图4)，然而，在其他实施例中，该峰值vpeak也可以是大于该第一直流电压准位vdc1。当该双向触发二极管2的该第二端22所接收的所述脉波中的第一者的电压达到该峰值vpeak时，该双向触发二极管2的该第一端21及该第二端22导通。值得注意的是，所述脉波中的第一者是由该第二直流电压准位vdc2开始爬升至该第一直流电压准位vdc1，因此在该脉波的上升缘的斜率相同的条件下，相较于是由0伏特开始爬升的现有方式，能够更快速地达到该第一直流电压准位vdc1。此外，在本实施例中，较佳地，该第二直流电压准位vdc2是该第一直流电压准位vdc1的百分之80，但并不以此为限。

参阅图2及图3，每一预定时间t2可分为该控制单元4输出该第二直流电压准位vdc2的一截止区间toff，及该控制单元4输出所述脉波的一导通区间ton，具体而言，该截止区间toff代表该三极交流开关1不导通，而使该负载200不接地而无负载电流iload流动的时间，该导通区间ton则代表该三极交流开关1导通，而使该负载电流iload流过该负载200的时间，定义该导通区间ton的长度与该预定时间t2的长度的比值为一工作周期d，当该工作周期d愈接近1，则 代表在该预定时间t2内，该负载电流iload流过该负载200所占的时间愈长，也代表该负载200在该预定时间t2内所消耗的平均功率愈大，因此，借该控制单元4控制该工作周期d的大小，能够决定该负载200在每一预定时间t2内所消耗的平均功率，而在本实施例中，该控制单元4可接收并根据一由外部输入的控制信号(图未示出)来调整所欲之工作周期d，进而调整该负载200在每一预定时间t2内所消耗的平均功率，当然，若该控制单元4被连接至不同种类的负载200，也可借调整该控制信号来符合不同负载200之控制需求，此外，该控制信号是能以类比方式(譬如可变电阻或多段开关)或者数位方式(譬如以键盘输入变数)被输入该控制单元4。另外，在该导通区间ton内，所述脉波是彼此连续地被该控制单元4输出。配合参阅图4，每一脉波的最大宽度w是介于数十微秒至该第一周期t1的一半之间，譬如在本实施例中，每一脉波的最大宽度w是介于10微秒至该第一周期t1的一半之间，但起始值并不以此为限。当所述脉波的频率愈高，即每一脉波的最大宽度w愈小时，代表该脉波的上升缘的斜率愈大，换句话说，每一脉波的最大宽度w愈小，代表该脉波从该第二直流电压准位vdc2达到该峰值vpeak所需的上升时间愈短，因此能使该控制单元4更快速且精确地控制该负载电流iload的形成。

参阅图1、图6及图7，该电源转换模组5是用以将该交流电压vac转换为一电源直流电压vcc，并以该电源直流电压vcc供应该控制单元4运作时所需之电能，该电源转换模组5包括一输入连接端51、一输出连接端52、一整流二极管53、一开关元件54、一驱动比较器55，及一输出电容56。该输入连接端51通过该电阻6电连接该交流电源100，用以接收该交流电压vac，该整流二极管53具有一电连接该输入连接端51的整流阳极531，及一电连接该开关元件54的整流阴极532，该开关元件54具有一电连接该整流阴极532的第一端541、一电连接该输出连接端52及该输出电容56的第二端542，及一电连接该驱动比较器55的控制端543，该开关元件54能受该驱动比较器55驱动而使该第一端541及该第二端542互相导通或不导通，该电源转换模组5将该电源直流电压vcc经由该输出连接端52输出至该控制单元4。在本实施例中，该开关元件54为一双极接面三极管 (bipolarjunctiontransistor，bjt)，而在其他实施例中，该开关元件54也可譬如为一金属氧化物半导体场效三极管(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，mosfet)，而不以本实施例为限。具体而言，该驱动比较器55是根据一脉动直流电压(pulsatingdirectcurrent)vp与一误差直流电压verr之间的大小关系而产生一脉波宽度调变信号vpwm，并借以控制该开关元件54的第一端541及第二端542之间导通或不导通，其中，该脉动直流电压vp是该交流电压vac由该整流二极管53整流后再经过分压而形成，而该误差直流电压verr是将实际上输出的电源直流电压vcc与其预设值的误差值放大而得，用以代表实际上输出的电源直流电压vcc与其理想电压值之间的误差程度，如图7所示，当该脉动直流电压vp小于该误差直流电压verr时，该驱动放大器输出一高准位电压，借此使该开关元件54的第一端541及第二端542彼此导通，因此自该交流电源100形成一电流流至该输出连接端52并对该输出电容56充电，以形成该电源直流电压vcc，反之，当该脉动直流电压vp大于该误差直流电压verr时，该驱动放大器输出一低准位电压，借此使该开关元件54的第一端541及第二端542彼此不导通，此时该交流电源100与该输出连接端52之间为开路而无电流产生。

参阅图5并搭配参阅图1，本发明负载功率调节电路的一第二实施例类似该第一实施例，而第二实施例不同于该第一实施例之处在于：该控制单元4还侦测该交流电压vac的每一个负缘零交越点v0-的时刻，且该控制单元4是在该交流电压vac的一正缘零交越点v0+，及相邻该正缘零交越点v0+的一负缘零交越点v0-之间的另一预定时间t2内，依序输出该第二直流电压准位vdc2、一个脉波、及该第二直流电压准位vdc2至该双向触发二极管2的该第二端22。换句话说，在本实施例中，每一该预定时间t2内，该控制单元4仅输出一个脉波，且在该脉波被输出后，该控制单元4会接着再输出该第二直流电压准位vdc2，直到该预定时间t2结束。具体而言，在本实施例中，该预定时间t2(该驱动信号vdrive的周期)等于该第一周期t1的二分之一。另外，需注意的是：在本第二实施例中，每一预定时间t2的导通区间ton是自该脉波被输出开始至该预定时间t2结束。特别 值得一提的是：由于每一脉波皆会消耗些许功率，而本第二实施例在每一预定时间t2内，该控制单元4仅输出一脉波，因此，相较于该第一实施例，本第二实施例的该控制单元4驱动该双向触发二极管2所消耗的功率较少，而能达到更加节能的功效。

综上所述，首先，本发明负载功率调节电路的该控制单元4输出该驱动信号vdrive至该双向触发二极管2，而借由调整该驱动信号vdrive的工作周期d，可调节该负载200在该预定时间t2内所消耗的平均功率，令该负载200可因应不同的使用情形而调节功耗，避免浪费。再来，由于该驱动信号vdrive中的第一个脉波是由该第二直流电压准位vdc2开始爬升至该第一直流电压准位vdc1，因此相较于所述脉波中的第一者是由0伏特开始爬升的方式，能够更快速地达到该第一直流电压准位vdc1，而使该负载所消耗的功率能够更精确地被调节。最后，该控制单元4也能被设定在单一段预定时间t2内是仅输出一个脉波，借此减少该控制单元4驱动该双向触发二极管2的功率消耗而进一步节能，所以确实能达成本发明的目的。

惟以上所述者，仅为本发明的实施例而已，当不能以此限定本发明实施的范围，凡是依本发明权利要求及说明书内容所作的简单的等效变化与修饰，皆仍属本发明专利涵盖的范围内。