一种低电压纳瓦量级全CMOS电流模式基准电压源的制作方法

本发明涉及集成电路技术领域，具体涉及一种低电压纳瓦量级全CMOS电流模式基准电压源。

背景技术：

基准电压源是模拟集成电路和混合集成电路中不可或缺的一个模块，并广泛的应用在模数转换器(ADC)、数模转换器(DAC)、DC-DC转换器以及功率放大器等电路系统中，用以产生不受电源电压和温度变化影响的直流电压。传统基准电压源由于需要大的电流而造成功耗较大，并且在设计过程中需要使用电阻、二极管或者BJT晶体管来产生PTAT电压，所以该器件需要大的芯片面积。为了能使节能应用器件的其余电路兼容，基准电压源就要使用标准CMOS工艺，而避免使用MOS管以外的器件。然而，CMOS基准电压源电路由于使用饱和区的CMOS和电阻，使得功耗过大，芯片面积大。近来所提出的无电阻基于亚阈值区的基准电压源，虽然功耗很低，但是其温漂、电源电压调整率和电源抑制比参数较差。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是现有基准电压源存在功耗大、版图面积大、器件与标准CMOS工艺不匹配、温度系数高和电源电压抑制比低等问题，提供一种低电压纳瓦量级全CMOS电流模式基准电压源。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种低电压纳瓦量级全CMOS电流模式基准电压源，其特征是，包括启动电路、I_PTATa基准电流源电路、I_PTATb基准电流源电路和温度补偿电路；启动电路连接到I_PTATa基准电流源电路和I_PTATb基准电流源电路，并在基准电压源开启时提供电流，使得基准电压源摆脱简并偏置点，进入正常工作状态；I_PTATa基准电流源电路产生一个偏置电流I_Pa，为温度补偿电路提供电流偏置；I_PTATb基准电流源电路产生一个偏置电流I_Pb，为温度补偿电路提供电流偏置；温度补偿电路将I_PTATa基准电流源电路和I_PTATb基准电流源电路所产生的与温度成正比的偏置电流I_Pa和I_Pb分别以k₁和k₂的倍数作差，得到一个与温度无关的基准电流I_REF，并驱动温度补偿电路中MOS管得到一个不受电源电压和温度变化影响的输出电压。

上述方案中，启动电路由MOS管M1-M5和电容C1组成；MOS管M1和MOS管M2的源极接电源VDD；MOS管M1-M5的栅极，MOS管M2的漏极，以及电容C1的上极板相连；MOS管M1和MOS管M5的漏极相连，并连接到MOS管M3和MOS管M4的源极；MOS管M3的漏极形成启动电路的启动输出端set_Ipa，并接至I_PTATa基准电流源电路；MOS管M4的漏极形成启动电路的启动输出端set_Ipb，并接至I_PTATb基准电流源电路；MOS管M5的源极和电容C1的下极板连接到地GND。

上述方案中，I_PTATa基准电流源电路由MOS管M27-M45组成；MOS管M27-M30的源极连接到电源VDD；MOS管M27-M30的栅极连接MOS管M28的漏极和MOS管M32的源极，并形成I_PTATa基准电流源电路的偏置电流输出端Ipa1，并连接温度补偿电路的MOS管M18的栅极；MOS管M27的漏极和MOS管M31的源极相连；MOS管M29的漏极和MOS管M33的源极相连；MOS管M30的漏极和MOS管M34的源极相连；MOS管M31-M34的栅极连接MOS管M32、M36的漏极，并形成I_PTATa基准电流源电路的偏置电流输出端Ipa2，并接至温度补偿电路的MOS管M21的栅极；MOS管M35-M38的栅极相连，并连接到MOS管M31、M35的漏极，并形成I_PTATa基准电流源电路的启动输入端set_Ipa，接至启动电路；MOS管M33、M37的漏极相连；MOS管M34、M38的漏极相连；MOS管M39、M43、M45的栅极相连，并连接到MOS管M35的源极和MOS管M39的漏极；MOS管M39-M40的源极相连，并连接到MOS管M43的漏极；MOS管M36的源极和MOS管M40的漏极相连；MOS管M40-M41的栅极相连，并连接到MOS管M37的源极和MOS管M41的漏极；MOS管M41-M42的源极相连，并连接到MOS管M44的漏极；MOS管M42、M44的栅极相连，并连接到MOS管M38的源极和MOS管M42的漏极；MOS管M43-M44的源极相连，并连接到MOS管M45的漏极；MOS管M45的源极连接到地GND。

上述方案中，I_PTATb基准电流源电路由MOS管M6-M17组成；MOS管M6-M8的源极连接到电源VDD；MOS管M6-M8的栅极相连，并连接到MOS管M6的漏极和MOS管M9的源极；MOS管M7的漏极和MOS管M10的源极相连；MOS管M8的漏极和MOS管M11的源极相连；MOS管M9-M11的栅极相连，并连接到MOS管M9、M12的漏极；MOS管M12-M13的栅极相连，并连接到MOS管M10、M13的漏极，形成I_PTATb基准电流源电路启动输入端set_Ipb，接至启动电路；MOS管M12的源极和MOS管M14的漏极相连；MOS管M14-M15的栅极相连，并连接到MOS管M13的源极和MOS管M15的漏极；MOS管M14的源极和MOS管M16的漏极相连；MOS管M16-M17的栅极连接MOS管M11、M17的漏极，并形成I_PTATb基准电流源电路的偏置电流输出端Ipb1，并接至温度补偿电路；MOS管M15-M17的源极连接到地GND。

上述方案中，温度补偿电路由MOS管M18-M26和电容C2组成；MOS管M18-M20的源极连接到电源VDD；MOS管M18的栅极形成温度补偿电路的偏置电流输入端Ipa1，并接至I_PTATa基准电流源电路；MOS管M18的漏极和MOS管M21的源极相连；MOS管M19-M20的栅极相连，并连接到MOS管M19的漏极和MOS管M22的源极；MOS管M20的漏极和MOS管M23的源极相连；MOS管M21的栅极形成温度补偿电路的偏置电流输入端Ipa2，并接至I_PTATa基准电流源电路；MOS管M22-M23的栅极相连，并连接到MOS管M21、M22、M26的漏极；MOS管M24-M25的栅极相连，并连接到MOS管M23-M24的漏极；MOS管M24的源极和MOS管M25的漏极相连，并连接到电容C2的上极板，作为温度补偿电路即整个基准电压源的输出端；MOS管M26的栅极形成偏置电流输入端Ipb1，并接至I_PTATb基准电流源电路；MOS管M25-M26的源极和电容C2的下极板连接到地GND。

上述方案中，MOS管M24为标准电压为1.8V的MOS管，MOS管M25为标准电压为3.3V的MOS管。

与现有技术相比，本发明具有如下特点：

1、功耗低，仅为纳瓦量级；

2、由于未使用无源电阻、BJT或者二极管，因而大大减小了版图面积，降低了生产成本；

3、输出的基准电压具有极高的电源抑制比和低电压调整率，性能较好；

4、采用电流相减技术实现温度补偿，并降低静态电流。

附图说明

图1为本发明的低电压纳瓦量级全CMOS电流模式基准电压源的电路图。

图2为本发明的低电压纳瓦量级全CMOS电流模式基准电压源的核心电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，详细描述本发明的技术方案：

一种低电压纳瓦量级全CMOS电流模式基准电压源，如图1所示，包括启动电路，I_PTATa基准电流源电路，I_PTATb基准电流源电路和温度补偿电路。

启动电路连接到I_PTATa基准电流源电路和I_PTATb基准电流源电路，并在基准电压源开启时提供电流，使得基准电压源摆脱简并偏置点，进入正常工作状态。在本发明中，启动电路由MOS管M1-M5和电容C1组成。MOS管M1和MOS管M2的源极接电源VDD。MOS管M1-M5的栅极，MOS管M2的漏极和电容C1的上极板相连。MOS管M1和MOS管M5的漏极相连，并连接到MOS管M3和MOS管M4的源极。MOS管M3的漏极形成启动电路的启动输出端set_Ipa，并连接到I_PTATa基准电流源电路的MOS管M35-M38的栅极和MOS管M31、MOS管M35的漏极。MOS管M4的漏极形成启动电路的启动输出端set_Ipb，并连接到I_PTATb基准电流源电路的MOS管M12-M13的栅极和MOS管M10、M13的漏极。MOS管M5的源极和电容C1的下极板连接到地GND。在电源上电时，给MOS管M35和MOS管M13提供栅极偏压，使电路正常工作。

I_PTATa基准电流源电路，产生一个偏置电流I_Pa；同时，采用源极耦合差分对代替传统基准电压源中所采用的电阻和Bipolar晶体管，提高基准电压源的电源抑制比，为温度补偿电路提供电流偏置。在本发明中，I_PTATa基准电流源电路由MOS管M27-M45组成。MOS管M27-M30的源极连接到电源VDD。MOS管M27-M30的栅极连接MOS管M28的漏极和MOS管M32的源极，并形成I_PTATa基准电流源电路的偏置电流输出端Ipa1，并连接温度补偿电路的MOS管M18的栅极。MOS管M27的漏极和MOS管M31的源极相连。MOS管M29的漏极和MOS管M33的源极相连。MOS管M30的漏极和MOS管M34的源极相连。MOS管M31-M34的栅极连接MOS管M32、M36的漏极，并形成I_PTATa基准电流源电路的偏置电流输出端Ipa2，并接至温度补偿电路的MOS管M21的栅极。MOS管M35-M38的栅极相连，并连接到MOS管M31、M35的漏极和启动电路的MOS管M3的漏极。MOS管M33、M37的漏极相连。MOS管M34、M38的漏极相连。MOS管M39、M43、M45的栅极相连，并连接到MOS管M35的源极和MOS管M39的漏极。MOS管M39-M40的源极相连，并连接到MOS管M43的漏极。MOS管M36的源极和MOS管M40的漏极相连。MOS管M40-M41的栅极相连，并连接到MOS管M37的源极和MOS管M41的漏极。MOS管M41-M42的源极相连，并连接到MOS管M44的漏极。MOS管M42、M44的栅极相连，并连接到MOS管M38的源极和MOS管M42的漏极。MOS管M43-M44的源极相连，并连接到MOS管M45的漏极。MOS管M45的源极连接到地GND。

I_PTATb基准电流源电路，基于Oguey电流源，它是一个自偏置的电流源，采用一个工作在线性区的MOS管M16代替传统带隙结构中的无源电阻，产生一个偏置电流I_Pb；同时，采用共源共栅电流镜，抑制电源噪声，为温度补偿电路提供电流偏置。在本发明中，I_PTATb基准电流源电路由MOS管M6-M17组成。MOS管M6-M8的源极连接到电源VDD。MOS管M6-M8的栅极相连，并连接到MOS管M6的漏极和MOS管M9的源极。MOS管M7的漏极和MOS管M10的源极相连。MOS管M8的漏极和MOS管M11的源极相连。MOS管M9-M11的栅极相连，并连接到MOS管M9、M12的漏极。MOS管M12-M13的栅极相连，并连接到MOS管M10、M13的漏极和启动电路的MOS管M4的漏极。MOS管M12的源极和MOS管M14的漏极相连。MOS管M14-M15的栅极相连，并连接到MOS管M13的源极和MOS管M15的漏极。MOS管M14的源极和MOS管M16的漏极相连。MOS管M16-M17的栅极连接MOS管M11、M17的漏极，并形成I_PTATb基准电流源电路的偏置电流输出端Ipb1，并接至温度补偿电路的MOS管M26的栅极。MOS管M15-M17的源极连接到地GND。

温度补偿电路，采用PMOS管共源共栅电流镜，将I_PTATa基准电流源电路和I_PTATb基准电流源电路所产生的与温度成正比的偏置电流I_Pa和I_Pb分别以k₁和k₂倍数作差，得到一个与温度无关的基准电流I_REF，并驱动温度补偿电路中的MOS管M24和MOS管M25得到一个不受电源电压和温度变化影响的输出电压。采用共源共栅电流镜，抑制电源噪声。采用电流作差，不但可以实现温度补偿，还能明显的降低功耗。在本发明中，温度补偿电路由MOS管M18-M26和电容C2组成。MOS管M18-M20的源极连接到电源VDD。MOS管M18的栅极形成温度补偿电路的偏置电流输入端Ipa1，并接至I_PTATa基准电流源电路的MOS管M27-M30的栅极、MOS管M28的漏极和MOS管M32的源极。MOS管M18的漏极和MOS管M21的源极相连。MOS管M19-M20的栅极相连，并连接到MOS管M19的漏极和MOS管M22的源极。MOS管M20的漏极和MOS管M23的源极相连。MOS管M21的栅极形成温度补偿电路的偏置电流输入端Ipa2，并接至I_PTATa基准电流源电路的MOS管M31-M34的栅极和MOS管M32、M36的漏极。MOS管M22-M23的栅极相连，并连接到MOS管M21、M22、M26的漏极。MOS管M24-M25的栅极相连，并连接到MOS管M23-M24的漏极。MOS管M24的源极和MOS管M25的漏极相连，并连接到电容C2的上极板，作为基准电压输出端。MOS管M26的栅极形成偏置电流输入端Ipb1，并接至I_PTATb基准电流源电路的MOS管M16-M17的栅极和MOS管M11、M17的漏极。MOS管M25-M26的源极和电容C2的下极板连接到地GND。

参见图2，本发明的核心电路模块包括I_PTATa基准电流源电路、I_PTATb基准电流源电路和温度补偿电路。2个基准电流源电路分别产生与温度成正比的I_Pa和I_Pb，并且分别以k₁和k₂倍数作差，得到与温度无关的基准电流，并提供给温度补偿电路。

I_PTATa基准电流源电路的MOS管M39-M42工作在亚阈值区，MOS管M43-M44工作在饱和区。

MOS管工作在饱和区时的漏极电流可以表示为：

式中，u(＝u₀(T₀/T)^m)是MOS管的电子迁移率；T₀是参考温度；T是绝对温度；u₀是参考温度T₀下的电子迁移率；m是温度指数；C_OX是栅氧化层电容；K＝W/L是MOS管的宽长比；V_GS是MOS管的栅源电压；V_TH是MOS管的阈值电压。

则MOS管M43和MOS管M44的栅源电压差可以表示为：

MOS管工作在亚阈值区时的漏极电流为：

式中，V_T(＝k_BT/q)是热电压；k_B是玻尔兹曼常数；q是电子电荷；η是亚阈值区斜率因子。ΔV_p也可表示为：

由(2)和(4)，I_pa可表示为：

其中

当V_T0为在室温T₀时的V_T值，式(5)与温度的关系可表示为：

因为m是一个与工艺相关的温度系数，对于普通的MOS管其值约为1.5，所以I_pa具有正的温度系数。

I_PTATb基准电流源电路的MOS管M16工作在线性区，MOS管M17工作在饱和区，MOS管M6-M15工作在亚阈值区。

基准电流I_Pb由MOS管M16的栅源电压V_GS16和漏源电压V_DS16产生。在电路中增加MOS管M17，为MOS管M16提供偏置电压。

MOS管M16的漏电流为：

MOS管M16的漏源电压为：

MOS管M17的漏电流为：

此外

式中，k₂表示MOS管M17和MOS管M16的漏电流比值。

由(8)，(9)，(10)和(11)可以得出基准电流源产生的I_Pb为：

其中，

则式(12)与温度的关系式可表示为：

因此，I_Pb具有正的温度系数。

温度补偿电路的MOS管M24-M25工作在亚阈值区，MOS管M24为标准电压为1.8V的MOS管，MOS管M25为标准电压为3.3V的MOS管。利用两个相同温度系数的电流作差，得到一个与温度无关的基准电流I_REF，为温度补偿电路中的MOS管M24和MOS管M25提供基准电流I_REF。

利用电流镜得到两个正温度系数电流的差值I_REF，基准电流I_REF的表达式为：

I_REF＝k₂I_Pb-k₁I_Pa (15)

式(15)与温度的关系式可表示为：

由(7)，(14)和(16)可以看出，通过调整k₁、k₂、MOS管M39-M44和MOS管M14-M17的宽长比的比值，可以获得与温度无关的基准电流。

基准电压V_REF可由MOS管M24和MOS管M25不同的栅源电压作差得到，根据MOS管在亚阈值区的I-V特性，基准电压V_REF可表示为：

其中，t_OX，₂₄和t_OX，₂₅是MOS管M24和MOS管M25的氧化层厚度。

NMOS管的阈值电压具有负温度系数，且其表达式为：

V_TH＝V_TH0-κT (18)

式中，V_TH0表示绝度温度为0K时的阈值电压，κ为V_TH的温度系数TC(κ＝dV_TH/dT)，因此ΔV_TH具有负的温度系数。具有负温度系数的ΔV_TH和具有正温度系数的V_T，经过调节可以得到与温度无关的输出基准电压V_REF。

阈值电压进一步可表示为：

式中，ε_Si表示硅衬底的相对电介质常数，N_A为衬底掺杂浓度，n_i为本征载流子浓度，E_g为带隙，ψ_B为费米能级势能与本征能级势能之差，V_TH的温度系数κ(κ＝dV_TH/dT)可以表示为：

式中，N_c为导带的有效态密度，N_v为价带的有效态密度，忽略体效应，则可以得出输出基准电压与温度的关系式可表示为

令参考电压的温度系数为零，则可以确定MOS管的宽长比：

可以看出，通过对K₂₄/K₂₅仔细调整，可以获得温度系数为零的参考电压，加入电容C₂以提高电源电压抑制比。

本发明未使用无源电阻、二极管或者三极管，与CMOS工艺兼容，大大减小了版图面积，降低了生产成本，功耗低，同时具有高电源抑制比和低电压调整率。在SMIC 0.18-umCMOS工艺标准下，采用Cadence Spectre仿真器进行设计仿真，仿真结果表明，在1.8V电源电压下，本基准电压源的电源电压抑制比在低频时为-61.8dB，在高频时为-62.5dB，在-45—150℃的温度范围内具有17.5ppm/℃的温度系数，其功耗为133.8nW；在0.7V—3.3V电源电压范围内具有0.23％的电源电压调整率，这些仿真结果验证了以上措施的有效性。