I‑V转换模块的制作方法

本发明涉及电子电路技术领域，特别涉及一种I-V转换模块。

背景技术：

现有的电流-电压转换模块，即I-V转换模块，如图1所示，由常规I-V变换电路1、采样保持电路2以及电流输出型传感器3组成。采样保持电路2用于抵消电流输出型传感器3输出的直流电流分量，以增加I-V转换模块的输出动态范围。然而，现有的采样保持电路2的建立速度较慢，导致整体I-V转换的速度降低，即导致交流信号的获取时间变长。

现有的I-V转换模块中，若电流输出型传感器3输出电流为I₀，输出的直流电流分量为I，在采样建立阶段中，即控制信号sh为高电平时，开关S₂闭合，此时P型场效应晶体管M₂等效为一个阻值为gm的电阻。由于场效应晶体管M₂一般工作在亚阈值区，因此该场效应晶体管M₂的电阻与电流输出型传感器3输出的直流电流分量I成正比，即gm＝α·I(α为常数)。当控制信号sh为低电平时，即开关S₂闭合的一瞬间，寄生电容C₃和采样电容C₂相连极板的电压开始建立，因此采样保持电路2的时间常数τ＝(C₃+C₂)/gm＝(C₃+C₂)/α·I。

以上式中通常出现频率较高的参数值为例，若gm＝α·I＝1us，C₃＝100pF，C₂＝1pF，得时间常数τ≈100us。在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术存在如下问题：采样保持电路2的建立速度非常慢，导致I-V变换电路1需要较长时间对电流输出型传感器3输出的交流电流分量进行采集，极大的降低了I-V转换模块的转换速率。

技术实现要素：

本发明实施方式的目的在于提供一种I-V转换模块，极大的加快了采样保持电路的建立速度，从而提高了I-V变换电路的转换速率。

为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种I-V转换模块，包括：电流输出型传感器、I-V变换电路、采样保持电路、源极跟随器、环路开关以及旁路电路；源极跟随器的漏极连接于采样保持电路的输入输出端，源极连接于I-V变换电路的输入端与电流输出型传感器的输出端，栅极通过环路开关连接于I-V变换电路的输出端；源极跟随器的栅极还连接于旁路电路；其中，闭合环路开关且禁能旁路电路，源极跟随器、I-V变换电路以及环路开关形成的反馈环路被导通，I-V转换模块进入采样建立阶段；打开环路开关且使能旁路电路，反馈环路被旁路，I-V转换模块进入I-V转换阶段。

本发明实施方式相对于现有技术而言，提供了一种I-V转换模块，在采样建立阶段，以源极跟随器、I-V变换电路以及环路开关形成的反馈环路被导通，源极跟随器将采样保持电路与电流输出型传感器隔离，从而使得采样保持电路与电流输出型传感器形成的时间常数大大减小，极大的加快了采样保持电路的建立速度，提高了I-V转换模块的转换速率。并且本发明使得电流输出型传感器输出端的电压在采样建立阶段保持不变，从而保证输出的电流不随输出端的电压而变化，确保了电流输出型传感器的输出电流大小的一致性。

另外，I-V转换模块还包括环路电容；环路电容连接于源极跟随器的栅极与所述I-V变换电路的输入端之间；增加了反馈环路的稳定性。

另外，旁路电路包括旁路开关与供电电源，旁路开关连接于源极跟随器的栅极与供电电源之间；其中，旁路开关被打开时，旁路电路被禁能。本实施例提供了一种旁路电路的具体实现方式，且此种旁路电路较为简单。

另外，旁路电路包括第一旁路开关、第二旁路开关以及接地层；第一旁路开关连接于源极跟随器的栅极与接地层之间；第二旁路开关跨接于源极跟随器的源极与漏极之间；其中，第一旁路开关与第二旁路开关均被打开时，旁路电路被禁能。本实施例提供了另外一种旁路电路的具体实现方式，相对于上述一种旁路电路而言，避免了供电电源中的纹波被引入到I-V变换电路中，从而能够提高I-V变换电路1的信噪比，即提高了I-V变换电路的电源抑制能力。

另外，反相放大器包括反相器或者运算放大器；提供了两种不同的反相放大器的类型，拓展了本发明的应用场景。

另外，变换路径包括串联连接的电阻与开关或者串联连接的电容与开关；提供了两种类型的变换路径，保证了本发明的可行性。

另外，源极跟随器包括N型场效应晶体管或者NPN型三极管；提供不同类型的源极跟随器，拓展了本发明的应用场景。

另外，环路开关为电子开关或者物理开关；提供了不同类型的环路开关，拓展了本发明的应用场景。

附图说明

图1是根据背景技术中的I-V转换模块的电路结构图；

图2是根据第一实施方式的I-V转换模块的电路结构图；

图3是根据第一实施方式的第一种I-V变换电路的电路结构图；

图4是根据第一实施方式的第二种I-V变换电路的电路结构图；

图5是根据第二实施方式的I-V转换模块的电路结构图；

图6是根据第三实施方式的I-V转换模块的电路结构图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。

本发明的第一实施方式涉及一种I-V转换模块，即电流-电压转换模块，如图2所示，I-V转换模块包括：I-V变换电路1、采样保持电路2、电流输出型传感器3、源极跟随器M₁、环路开关S₁以及旁路电路。

其中，源极跟随器M₁包括N型场效应晶体管或者NPN型三极管，然不作任何限制；本实施方式以N型场效应晶体管为例进行说明。

本实施方式中，源极跟随器M₁的漏极连接于采样保持电路2的输入输出端，源极连接于I-V变换电路1的输入端V_in与电流输出型传感器3的输出端，栅极通过环路开关S₁连接于I-V变换电路1的输出端V_out，栅极还连接于旁路电路。

其中，环路开关S₁为电子开关或者物理开关；电子开关例如为场效应晶体管或双极结型晶体管，本实施方式对环路开关S₁的类型不作任何限制。

本实施方式中，电流输出型传感器3包括寄生电容C₃。寄生电容C₃的一端连接于接地端GND1，另一端连接于电流输出型传感器3的输出端。电流输出型传感器3的输出端连接于源极跟随器M₁的源极与I-V变换电路1的输入端V_in。电流输出型传感器3的输出端输出电流I₀，其中，电流输出型传感器3输出的直流电流分量为I。

本实施方式中，采样保持电路2包括：采样场效应晶体管M₂、采样电容C₂以及采样开关S₂。采样电容C₂的一端与采样场效应晶体管M₂的源极相连并一同连接于电源电压VDD上，采样电容C₂的另一端连接于采样场效应晶体管M₂的栅极与采样开关S₂的一端。采样开关S₂的另一端与采样场效应晶体管M₂的漏极一同连接于源极跟随器M₁的漏极。

在采样保持电路2中，当采样开关S₂闭合时，采样场效应晶体管M₂等效为一个阻值为gm的电阻。由于源极跟随器M₁一般工作在亚阈值区，因此该采样场效应晶体管M₂的电阻与电流输出型传感器3输出的直流电流分量I成正比，即gm＝α·I(α为常数)。

本实施方式中，I-V变换电路1包括反相放大器与至少一条变换路径。变换路径跨接在反相放大器的输入端与输出端，反相放大器的输入端与输出端分别形成I-V变换电路1的输入端V_in与输出端V_out。

其中，反相放大器包括反相器或者运算放大器(然不作任何限制)。变换路径包括串联连接的电阻与开关或者串联连接的电容与开关；并且，变换路径可以是多条，也可以是单条；本实施方式中可根据实际情况具体设置变换路径串联连接的类型和变换路径的条数，本实施方式对此不作任何限制。

本实施方式提供了I-V变换电路1的两种实现方式，具体说明如下：

第一种I-V变换电路，如图3所示，反相放大器为反相器11，变换路径12包括串联连接的电容C₁₂与变换开关S₁₂。具体而言，电容C₁₂的一端连接于反相器11的输入端V_in，另一端连接于变换开关S₁₂的一端；变换开关S₁₂的另一端连接于反相器11的输出端V_out，反相器11的输入端V_in与输出端V_out分别形成I-V变换电路1的输入端V_in与输出端V_out；

在第一种I-V变换电路中，当变换开关S₁₂断开，变换路径12不工作，此时I-V变换电路1等效为一个开环放大器。变换开关S₁₂闭合时，I-V变换电路1将输入的电流信号I_in转换为电压信号输出。变换开关S₁₂受时钟信号φ控制间隔地打开与关闭。其中，输入的电流信号I_in即为电流输出型传感器3输出的交流电流分量。

第二种I-V变换电路，如图4所示，反相放大器为运算放大器13，变换路径12包括串联连接的电阻R₁₂与变换开关S₁₂。具体而言，电阻R₁₂的一端连接于运算放大器13的输入端V_in(即运算放大器13的反相输入端，其同相输入端接收共模电源V_cm)，电阻R₁₂的另一端连接于变换开关S₁₂的一端，变换开关S₁₂的另一端连接于运算放大器13的输出端Vout，运算放大器13的输入端V_in与输出端V_out分别形成I-V变换电路1的输入端V_in与输出端V_out。

在第二种I-V变换电路1中，当变换开关S₁₂断开时，变换路径12不工作，此时I-V变换电路1等效为一个开环放大器；当变换开关S₁₂闭合时，I-V变换电路1将输入的电流信号I_in转换为电压信号输出。

于实际上，I-V变换电路1还有其他多种实现方式，本实施方式对此不作任何限制，凡是能够使I-V转换模块正常工作的I-V变换电路1的实现方式，皆可应用于本实施方式中；例如，I-V变换电路1还可以以运算放大器、包括串联连接的电容与开关的变换路径连接而成，或者还可以以反相器、包括串联连接的电阻与开关的变换路径连接而成。

本实施方式中，旁路电路包括旁路开关S₃与供电电源。旁路开关S₃连接于源极跟随器M₁的栅极与供电电源之间。其中，旁路电路的供电电源可以是采样保持电路2中的电源电压VDD，也可以为单独的供电电源，本实施方式对此不作任何限制。

在旁路电路中，当旁路开关S₃被打开，旁路电路被禁能，即，旁路电路处于非工作状态；当旁路开关S₃被闭合，旁路电路被使能，即，旁路电路处于工作状态；此时，源极跟随器M₁的栅极被连接至供电电源，源极跟随器M₁进入线性区且源极跟随器M₁等效为一个闭合的开关。

本实施方式中，当控制信号sh为高电平时，闭合环路开关S₁且禁能旁路电路(即旁路开关S₃被打开)。源极跟随器M₁、I-V变换电路1以及环路开关S₁形成的反馈环路被导通，I-V转换模块进入采样建立阶段；打开环路开关S₁且使能旁路电路(即旁路开关S₃闭合)，反馈环路被旁路，I-V转换模块进入I-V转换阶段。

示例的，在I-V转换模块中，如图2、3所示，本实施方式中，环路开关S₁、采样开关S₂由控制信号sh控制，变换开关S₁₂由控制信号控制。当控制信号sh为高电平时，环路开关S₁以及采样开关S₂闭合，变换开关S₁₂以及旁路开关S₃打开。反馈环路被导通，源极跟随器M₁进入饱和区，隔离采样保持电路2和电流输出型传感器3。I-V转换模块进入采样建立阶段，即采样保持电路2开始采样电流，采样场效应晶体管M₂栅极、漏极短接并对采样电容C₂充电，最终采样电容C₂的一端电压V_c2稳定至一个电压值，使得采样场效应晶体管M₂的漏极电流与电流输出型传感器3输出的直流电流分量I相等，此时，采样场效应晶体管M₂等效为一阻值大小为gm的电阻，该电阻与采样电容C₂以及从源极跟随器M₁漏极看到的电容并联，产生时间常数τ₁。当控制信号sh为低电平时，环路开关S₁以及采样开关S₂打开，变换开关S₁₂以及旁路开关S₃闭合。I-V转换模块进入I-V转换阶段，采样场效应晶体管M₂输出恒定电流并抵消直流电流分量I，同时源极跟随器M₁进入线性区，此时，源极跟随器M₁等效为一个闭合的开关，I-V变换电路将电流输出型传感器3输出的交流信号转换为电压输出信号。

具体而言，现有技术中，在采样建立阶段中，即控制信号sh为高电平时，开关S₂闭合，寄生电容C₃和采样电容C₂相连极板的电压开始建立，此时采样场效应晶体管M₂等效为一个阻值为gm的电阻。由于采样场效应晶体管M₂一般工作在亚阈值区，因此该采样场效应晶体管M₂的电阻与电流输出型传感器3输出的直流电流分量I成正比，即gm＝α·I(α为常数)，采样保持电路2的时间常数τ＝(C₃+C₂)/gm＝(C₃+C₂)/α·I。

本实施方式中，由于源极跟随器M1处于饱和区，其沟道发生夹断，因此从源极跟随器M1的漏级几乎看不到电容，因此时间常数τ1＝C₂/gm₁(gm₁为采样场效应晶体管M₂的跨导)。同现有的时间常数τ＝(C₃+C₂)/gm＝(C₃+C₂)/α·I(α为常数，是gm与I的比)相比，时间常数τ₁中少了C₃的影响。若gm₁＝1us，C₃＝100pF，C₂＝1pF，那么采样保持电路2中的时间常数τ1≈1us，即采样保持电路2的建立速度与现有的采样保持电路相比，建立速度几乎提高了100倍(通常提高了10～100倍)；从而I-V变换电路1只需很短的时间就可以对电流输出型传感器3输出的交流电流分量进行转换。

具体而言，现有技术中，在I-V变换电路1中，输入端Vin的时间常数τ₂＝C3·Req(Req为变换路径12和反相器11组成的环路中输入端Vin的等效阻抗)。假设反相器11的增益为A，则可以推导出Req＝1/(gm₂·A)(gm₂为源极跟随器M₁的跨导)，则输入端Vin的时间常数可以修改为τ₂＝(C₃+A)/A。

本实施方式中，在I-V变换电路1中，输入端Vin的时间常数τ₂＝C3·Req(Req为变换路径12和反相器11组成的环路中输入端Vin的等效阻抗)。假设反相器11的增益为A，则可以推导出Req＝1/(gm₂·A)(gm₂为源极跟随器M₁的跨导)，则输入端Vin的时间常数可以修改为τ₂＝(C₃+A)/(gm₂·A)，与现有技术中的τ₂＝(C₃+A)/A相比，输入端Vin的建立速度得到了极大的提高，提高了约10～100倍。

本实施方式相对于现有技术而言，提供了一种I-V转换模块，以源极跟随器M₁、I-V变换电路1以及环路开关S₁形成反馈环路，使得源极跟随器M₁在采样建立阶段处于饱和区时，以起到寄生电容C₃与采样电容C₁隔离的作用，即，隔离采样保持电路2与电流输出型传感器3。且使寄生电容C₃与采样电容C₁形成的时间常数大大减小，从而极大的加快采样保持电路2的建立速度，提高了I-V变化电路的转换速率。并且本发明提供的I-V转换模块的控制电路较为简单，且形成的反馈环路复用了I-V变换电路中的反相放大器，节省了电路成本。

本发明的第二实施方式涉及一种I-V转换模块。第二实施方式在第一实施方式的基础上作出改进，主要改进之处在于：在本发明第二实施方式中，如图5所示，反馈环路中增加了环路电容C₁。

本实施方式中，环路电容C₁连接于源极跟随器M₁的栅极与I-V变换电路1的输入端Vin之间。环路电容C₁与反相器11并联，由于米勒效应，环路电容C₁倍增至源极跟随器M₁的源极，因此，源极跟随器M₁源极产生一个低频极点来让反馈环路更稳定。

示例的，本实施方式中，如图3、5所示，在I-V转换模块中，I-V变换电路1的输入端Vin的时间常数τ₂＝C₃·Req(Req为变换路径12和反相器11组成的环路中输入端Vin的等效阻抗)。假设反相器11的增益为A，则可以推导出Req＝1/(gm₂·A)(gm₂为源极跟随器M1的跨导)，则输入端V_in的时间常数可以修改为τ₂＝(C₃+C₁·A)/(gm₂·A)。与第一实施方式中的τ₂＝(C₃+A)/(gm₂·A)相比，输入端V_in的建立速度得到了极大的提高。

本实施方式相对于第一实施方式技术而言，在反馈环路中增加环路电容C₁，增加了反馈环路的稳定性。

本发明的第三实施方式涉及一种I-V转换模块。第三实施方式与第二实施方式大致相同，主要区别之处在于：在第二实施方式中，旁路电路包括旁路开关与供电电源。而在本发明第三实施方式中，如图6所示，旁路电路包括第一旁路开关S₃(即第二实施方式中的旁路开关S₃)、第二旁路开关S₄以及接地层GND2。

本实施方式中，第一旁路开关S₃连接于源极跟随器M₁的栅极与接地层GND2之间；第二旁路开关S₄跨接于源极跟随器M₁的源极与漏极之间。

较佳的，第二旁路开关S₄采用p型场效应晶体管，然不作任何限制。

在旁路电路中，当第一旁路开关S₃与第二旁路开关S₄均被打开时，旁路电路被禁能，即，旁路电路处于非工作状态。当第一旁路开关S₃与第二旁路开关S₄均闭合时，旁路电路被使能，即，旁路电路处于工作状态。

本实施方式中，当控制信号sh高电平时，环路开关S₁闭合，第一旁路开关S₃以及第二旁路开关S₄打开。反馈环路开始工作，此时，源极跟随器M₁进入饱和区(由于负反馈作用)。当sh为低电平时，环路开关S₁断开、第一旁路开关S₃以及第二旁路开关S₄闭合，反馈环路被旁路。此时，I-V变换电路等效为常规变换电路，源极跟随器M₁的栅极被连接至接地层GND2，源极跟随器M₁进入截止区，与此同时，第二旁路开关S₄闭合，源极跟随器M₁短路。

本实施方式相对于第二实施方式而言，旁路电路的机制不同。在第二实施方式采样建立阶段中，源极跟随器M₁的栅极被拉至供电电源端，通常供电电源端有较大的电压纹波，且源极跟随器M₁的栅极对其源极、漏极存在一个寄生电容，因此，该旁路电路会将电压中的纹波引入到I-V变换电路1中，即引入了大量噪声，从而影响最终的信噪比。而在本实施方式中，在采样建立阶段，第二旁路开关S₄(为p型场效应晶体管时)的栅极接地并导通短路的源极跟随器M₁，且源极跟随器M1的栅极连接于接地层GND2(即接地)，避免了供电电源中的纹波被引入到I-V变换电路中，从而能够提高I-V变换电路1的信噪比，即提高了I-V变换电路的电源抑制能力。

但是第二实施方式相对于本实施方式而言，源极跟随器在采样建立阶段处于线性区时，等效为一个闭合的开关，从而省去了电路中的一些开关，节约了成本，降低了I-V转换模块的控制复杂度。

值得一提的是，本实施方式中所涉及到的各模块均为逻辑模块，在实际应用中，一个逻辑单元可以是一个物理单元，也可以是一个物理单元的一部分，还可以以多个物理单元的组合实现。此外，为了突出本发明的创新部分，本实施方式中并没有将与解决本发明所提出的技术问题关系不太密切的单元引入，但这并不表明本实施方式中不存在其它的单元。

本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。