一种无电阻式高精度低功耗基准源的制作方法

本发明属于电源管理技术领域，具体涉及一种无电阻式高精度低功耗基准源电路的设计。

背景技术：

基准源作为电子系统的核心模块，是模数转换器(adc)、数模转换器(dac)、线性稳压器、开关稳压器、温度传感器、充电电池保护芯片和通信电路等众多电路中不可缺少的部分，为电路提供精确、稳定的参考信号源。

随着电子系统，尤其是电池供电或者自供电系统，譬如环境传感器网络，能量收集系统，生物电子系统等，对低压低功耗要求的日益迫切，降低基准源功耗且保持基准源的稳定性受到了越来越多的关注。由于传统带隙结构所得到的基准输出电压为1.2v左右，要求基准源的最低供电电压至少在1.5v左右，限制了基准源的应用范围；另外电阻的使用会增加芯片的面积，从而增加芯片的设计成本。

技术实现要素：

本发明的目的是为了解决现有基准源功耗与性能之间的制约关系，尤其是低功耗下无法满足高精度以及高电源抑制比需求。本文提出一种无电阻高精度低功耗基准源，在纳瓦级功耗下，构建了高阶补偿无电阻基准源，其电源抑制比得到提升，实现了高精度基准源输出。

本发明的技术方案是：

一种无电阻式高精度低功耗基准源，包括启动电路、偏置电流产生电路、基准电压产生电路、高阶补偿电路和低通滤波电路，所述启动电路的输出端连接所述偏置电流产生电路的控制端，所述基准电压产生电路的输出端通过低通滤波电路后输出基准电压vref；

所述偏置电流产生电路包括第二nmos管mn2、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第三pmos管mp3和第四pmos管mp4，

第三pmos管mp3的漏极作为所述偏置电流产生电路的控制端，其栅极接第四pmos管mp4的栅极和漏极以及第四nmos管mn4的漏极；

第四nmos管mn4的栅极连接第二nmos管mn2的栅极和漏极，其源极连接第五nmos管mn5的栅极和漏极；

第三pmos管mp3和第四pmos管mp4的源极接电源电压vdd，第二nmos管mn2和第五nmos管mn5的源极接地gnd；

所述基准电压产生电路包括第六nmos管mn6、第五pmos管mp5和第一三极管q1，

第五pmos管mp5的栅极连接所述偏置电流产生电路中第三pmos管mp3的栅极，其源极接电源电压vdd，其漏极连接第六nmos管mn6的栅极和漏极并作为所述基准电压产生电路的输出端；第一三极管q1的发射极连接第六nmos管mn6的源极，其基极和集电极接地gnd；

所述高阶补偿电路包括第三nmos管mn3、第七nmos管mn7和第八nmos管mn8，

第三nmos管mn3的栅漏短接并连接第七nmos管mn7的栅极和所述启动电路的输出端，其源极连接所述偏置电流产生电路中第二nmos管mn2的栅极；第八nmos管mn8的栅漏短接并连接所述基准电压产生电路的输出端，其源极连接第七nmos管mn7的漏极；第七nmos管mn7的源极连接所述基准电压产生电路中第六nmos管mn6的源极。

具体的，所述启动电路包括第一nmos管mn1、第一pmos管mp1和第二pmos管mp2，

第二pmos管mp2的栅极连接第一nmos管mn1的栅极和第一pmos管mp1的漏极，其漏极作为所述启动电路的输出端；

第一pmos管mp1和第二pmos管mp2的源极接电源电压vdd，第一nmos管mn1的漏极和源极以及第一pmos管mp1的栅极接地gnd。

具体的，所述低通滤波电路包括第九nmos管mn9和第十nmos管mn10，

第九nmos管mn9的漏极连接所述基准电压产生电路的输出端，其栅极连接其源极和第十nmos管mn10的栅极并输出所述基准电压vref，第十nmos管mn10的源极和漏极接地gnd。

具体的，所述第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第十nmos管mn10、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4和第五pmos管mp5工作在亚阈值区。

本发明的工作原理为：

启动电路在电路初始化阶段使得偏置电流产生电路的相关信号正常工作，从而产生偏置电流，使得基准电路能够正常工作。

偏置电流产生电路主要产生基准电路的偏置电流，作为基准电压产生电路的偏置电流，同时也作为高阶补偿电路的偏置电压，产生的偏置电流可以实现高阶补偿和自偏置需求。

基准电压产生电路包括正温度系数电压产生部分和负温度系数电压产生部分，其中负温度系数电压产生部分利用偏置电流作为bjt的集电极电流，得到的负温度系数电压vctat相对于传统vbe，引入了正温项，大大降低了vbe的负温特性。正温度系数电压vptat和负温度系数电压vctat叠加得到基准电压。

另外该基准电路引入了高阶补偿电路，以得到温度特性更好的基准电压。输出部分增加低通滤波电路用来提高基准电路的电源抑制比psrr。

本发明的有益效果：在传统亚阈值基准的基础上增加了高阶补偿电路，在不增加功耗的前提下提高了基准电压的温度特性；采用bjt产生负温电压来减小工艺上的漂移，同时采用由mos管组成的rc滤波器来提高整个基准模块的电源抑制比，产生高精度基准电压；实现了纳瓦级功耗，电路中没有电阻，减小了芯片面积，降低了芯片的设计成本。

附图说明

图1是本发明提出的低压低功耗无电阻式高精度基准源等效架构图。

图2是实施例中的低压低功耗无电阻式高精度基准源的一种实现电路图。

mp1、mp2、mp3、mp4、mp5为pmos(p-metal-oxide-semiconductor)管；mn1、mn2、mn3、mn4、mn5、mn6、mn7、mn8、mn9、mn10为nmos(n-metal-oxide-semiconductor)管。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。

本发明提出的无电阻式高精度基准源电路图如图2所示，包括启动电路、偏置电流产生电路、基准电压产生电路、高阶补偿电路和低通滤波电路，本实施例中的启动电路包括第一nmos管mn1、第一pmos管mp1和第二pmos管mp2，第二pmos管mp2的栅极连接第一nmos管mn1的栅极和第一pmos管mp1的漏极，其漏极作为所述启动电路的输出端；第一pmos管mp1和第二pmos管mp2的源极接电源电压vdd，第一nmos管mn1的漏极和源极以及第一pmos管mp1的栅极接地gnd。

启动支路在电路初始化时，第一pmos管mp1的栅极接地，第一pmos管mp1向第一nmos管mn1充电，第一nmos管mn1作为启动电容使用，此时第一nmos管mn1的栅极即第二pmos管mp2的栅极电位为低，第二pmos管mp2导通，第二pmos管mp2产生的电流使得第二nmos管mn2的栅极电位抬高，偏置电流产生部分正常建立，整个基准电路正常工作；当nmos电容即第一nmos管mn1充电完成时，第二pmos管mp2的栅极电位被拉高，该管关断，启动支路退出，基准电路正常工作。

偏置电流产生电路包括第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第二nmos管mn2、第四nmos管mn4和第五nmos管mn5，利用工作于亚阈值区的第二nmos管mn2、第四nmos管mn4和第五nmos管mn5产生具有正温特性的电流，该电流作为基准电压产生电路中第五pmos管mp5、第六nmos管mn6以及第一三极管q1的偏置电流。第二nmos管mn2管的栅源电压经第四nmos管mn4和第五nmos管mn5平分，第四nmos管mn4和第五nmos管mn5产生电流作为第四pmos管mp4的漏极电流。

以下具体推导偏置电流产生电路产生的偏置电流以及第二nmos管mn2、第四nmos管mn4和第五nmos管mn5栅极电位的温度特性。当基准建立完成时，第二nmos管mn2的栅极和漏极电位为高，第四nmos管mn4和第五nmos管mn5产生电流id1，id1经第四pmos管mp4镜像为第二nmos管mn2提供偏置电流为id2。基准电路所有mos管都工作于亚阈值区，由第二nmos管mn2、第四nmos管mn4和第五nmos管mn5亚阈值区电流公式可得：

其中，vth为阈值电压，vt为热电压，m为亚阈值斜率因子，id2＝k1id1，k1为第三pmos管mp3和第四pmos管mp4的镜像比，第二nmos管mn2的栅极电位为vg，第五nmos管mn5的栅极电位为vg1，smni为晶体管mni的宽长比，isq为宽长比为1/1的单位晶体管的亚阈区饱和电流。

考虑到第二nmos管mn2工作于亚阈值区，其栅极电位vg电位较低，第五nmos管mn5的栅极电位vg1更低，则第五nmos管mn5的漏源电压vds_mn5可能会小于4vt，因此在第五nmos管mn5的漏极电流公式里面包含vds_mn5的影响。

在标准cmos工艺中，nmos管衬底电位一般接地，第四nmos管mn4衬偏的影响使得其阈值电压与第五nmos管mn5不相等。考虑第四nmos管mn4衬偏的影响，结合公式(1)和(3)可得：

其中为费米势，γ为体效应因子。

整理可得第五nmos管mn5的栅极电位vg1、第二nmos管mn2的栅极电位vg的表达式：

由公式(5)可得，第五nmos管mn5的栅极电位vg1为与绝对温度成正比的电压(ptat电压)，其温度系数与第二nmos管mn2和第四nmos管mn4的宽长比以及镜像比k1有关。第二nmos管mn2的栅极电位vg也为与绝对温度成正比的电压(ptat电压)，其温度系数不仅与mos管、k1相关，其正温特性也与亚阈值斜率因子m相关，因此，第二nmos管mn2的栅极电位vg的正温特性应该比第五nmos管mn5的栅极电位vg1受温度影响大。

将公式(5)、(6)代入公式(2)得到基准偏置电流id1：

将与温度无关项提出，化简可得：

其中，系数a、b与温度无关，与第二nmos管mn2、第四nmos管mn4和第五nmos管mn5的尺寸有关(大于0)。n1为mos管迁移率温度幂次项系数，小于2；vth具有负温特性，其负温性远大于mvt的正温特性，指数项内整体表现为正温特性；因此，基准电路的偏置电流id1具有正温特性。

基准电压产生电路包括正温度系数电压产生部分和负温度电压产生部分，正温度系数电压vptat由第六nmos管mn6产生，第六nmos管mn6的漏极电流由偏置电流经第五pmos管mp5镜像提供，镜像比为k2。第六nmos管mn6工作于亚阈值区，由此可得该管栅源电压表达式为：

将式(8)中偏置电流id1代入上式可得：

若忽略第六nmos管mn6衬偏的影响，该基准电路中正温度系数电压vptat的表达式为：

由公式(11)可知，若不考虑亚阈值斜率因子m的影响，该正温度系数电压vptat的正温特性与第二nmos管mn2、第五nmos管mn5、第四nmos管mn4和镜像比k1相关。由于亚阈值斜率因子m具有正温特性，尤其在高温时，正温特性急剧增加。因此，该正温度系数电压vptat的正温性可能会随温度增加而增加。

负温度系数电压vctat由bjt即第一三极管q1的be结产生，bjt的集电极电流由偏置电流经第五pmos管mp5镜像提供，镜像比为k2。由此可得vbe即负温度系数电压vctat为：

其中is为bjt反向饱和电流，c为与温度无关的常数。

将公式(12)展开可得：

其中tr为参考温度，βth为阈值电压温度系数，vth0为0k时的阈值电压值，n2为体内迁移率温度幂次，vg为半导体禁带宽度。

由公式(13)可知，bjt的偏置电流为k2id1时，负温度系数电压vctat加入正温项(a、b、βth)，使得负温度系数电压vctat的负温特性降低。另一方面，与传统bjt产生的负温度系数电压相比，该负温度系数电压vctat减去vth0，使得该bjt所需的供电电压减小。

高阶补偿电路包括第三nmos管mn3、第七nmos管mn7和第八nmos管mn8，用来修正正温度系数电压vptat以提高基准电压的温度特性。由于偏置电流具有正温特性，第二nmos管mn2的栅极电位为与绝对温度成正比的电压，因此，第三nmos管mn3(工作于亚阈值区)的栅(漏)极电压具有正温特性。温度升高，第三nmos管mn3的栅源电压增加，当超过第七nmos管mn7的阈值电压时，第七nmos管mn7管导通，则第八nmos管mn8导通，高阶补偿加入。高阶补偿加入，相当于第六nmos管mn6的宽长比增加，则正温度系数电压vptat的正温特性减弱。

本实施例中的低通滤波电路包括第九nmos管mn9和第十nmos管mn10，第九nmos管mn9的漏极连接所述基准电压产生电路的输出端，其栅极连接其源极和第十nmos管mn10的源极并输出所述基准电压vref，第十nmos管mn10的源极和漏极接地gnd。

第九nmos管mn9工作于截止区相当于电阻，第十nmos管mn10作为mos电容使用相当于电容，因此，组成rc低通滤波器。增加低通滤波电路可以提高基准电压在较高频处的电源抑制比(psrr)。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。