一种光IQ调制器的偏置电压控制方法及系统与流程
本发明涉及通信技术领域，具体是涉及一种光iq调制器的偏置电压控制方法及系统。
背景技术：
基于单通道100吉比特每秒(gb/s)的光传送网(opticaltransportnetwork，otn)/波分复用(wavelengthdivisionmultiplexing，wdm)相干光纤通信已经在运营商网络规模商用，传输系统的关键技术，例如极化复用(polarizationmux，pm)、正交幅度调制(quadratureamplitudemodulation，qam)相干接收和数字信号处理等一系列核心技术在100gb/s时代得到了广泛的统一。随着“宽带中国”战略的持续深入，运营商在省际、省内骨干传输网和城域传输网等层面都面临着不断增加的带宽需求，光纤传输系统需不断提升单纤容量和传输距离，降低单位比特传输成本，满足日益增长的传送网络带宽需求。
提升光传送网带宽的基本途径有：更高阶的调制格式、更高的波特率和更多的子载波。为适应传送网络带宽增长需求，则要求光器件的传输速率更高、电带宽更高、线性度更好、封装尺寸更小及功耗更低。超100g光模块所需使用的光器件，不仅需要满足单通道波特率高达64g波特(baud)的电信号传输要求，还需要满足如正交相移键控(quadraturephaseshiftkeying，qpsk)、多进制正交幅度调制(multiplequadratureamplitudemodulation，mqam)、正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)等多种高阶调制码型输出。高波特率、高阶调制要求光器件有较好的线性度，对噪声干扰更敏感，相应的对光器件的稳定性和可靠性要求更高。
高带宽光同相正交(in-phasequadrature，iq)调制器作为超100g光模块的重要组成部分，是实现400g/600g乃至800g/1t大容量光传输的关键器件。光iq调制器在长时间工作时，其自身的特性会随着内、外部因素(例如环境温度、外电场及应力等)而改变，从而导致光iq调制器的静态工作点发生偏移，影响光iq调制器的稳定性以及发送端光调制信号质量。由于超100g光模块的高波特率、高阶调制码型控制对噪声干扰更敏感，因此对光iq调制器的偏置电压的跟踪锁定精度、时效性、稳定性及可靠性的要求更高。
常规的偏置电压控制方法在直流偏置电压上叠加低频扰动信号，通过闭环反馈控制电路提取低频扰动信号的一次谐波分量或者差频、和频、倍频等二次谐波分量，进行相应的数字闭环反馈处理，实现偏置电压的自动控制，在实际应用中难以满足高精度的要求。
技术实现要素：
针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种光iq调制器的偏置电压控制方法及系统，无需外加射频驱动电压信号和低频抖动信号，能够得到精确的最佳偏置电压。
本发明提供一种光iq调制器的偏置电压控制方法，包括：
在两个马赫-曾德尔调制器mzm上加载任意的初始偏置电压，扫描移相器的偏置电压以获得较佳偏置电压；保持移相器的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第一mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压；保持第一路mzm的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第二mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压；
通过迭代方法更新移相器和两个mzm的较佳偏置电压，并将最后一次迭代得到的较佳偏置电压作为最佳偏置电压，其中，每次迭代更新移相器的较佳偏置电压时，在每个mzm上加载的初始偏置电压更新为本次迭代前扫描该mzm的偏置电压时，所述光iq调制器的输出光功率的最大值对应的偏置电压。
在上述技术方案的基础上，记录所述输出光功率的最大值和最小值所对应的移相器的偏置电压vp_max0和vp_min0，并计算获得移相器的较佳偏置电压vp_quad0＝(vp_max0+vp_min0)/2；
保持移相器的偏置电压为vp_quad0，扫描第一mzm的偏置电压，记录所述输出光功率的最大值和最小值所对应的第一mzm的偏置电压v1_max0和v1_min0，将v1_min0作为第一mzm的较佳偏置电压；
保持第一路mzm的偏置电压为v1_min0，扫描第二mzm的偏置电压，记录所述输出光功率的最大值和最小值所对应的第二mzm偏置电压v2_max0和v2_min0，将v2_min0作为第二mzm的较佳偏置电压；
第i次迭代包括：将第一和第二mzm的偏置电压分别保持在v1_max(i-1)和v2_max(i-1)，扫描移相器的偏置电压，记录所述输出光功率的最大值和最小值对应的移相器的偏置电压vp_maxi和vp_mini，并计算获得移相器的较佳偏置电压vp_quadi＝(vp_maxi+vp_mini)/2，i≥1；
保持移相器的偏置电压为vp_quadi，且第二mzm的偏置电压为v2_min(i-1)，重新获取所述输出光功率的最大值和最小值所对应的第一mzm的偏置电压v1_maxi和v1_mini；保持第一mzm的偏置电压为v1_mini，重新获取所述输出光功率的最大值和最小值所对应的第二mzm的偏置电压v2_maxi和v2_mini。
在上述技术方案的基础上，所述第一mzm为i路mzm，所述第二mzm为q路mzm；或者，所述第一mzm为q路mzm，所述第二mzm为i路mzm。
在上述技术方案的基础上，在任一个mzm或者移相器上加载相应的所述最佳偏置电压和低频抖动信号，采集具有所述低频抖动信号频率的谐波信号幅度并作为参考幅度值；
在任一个mzm或者移相器上加载相应的偏置电压和所述低频抖动信号，采集谐波信号；
对具有低频抖动信号频率的谐波信号幅度进行多次采样和平均计算，得到当前幅度值；
如果当前幅度值偏离参考幅度值，将偏置电压向偏离的相反方向进行调整。
在上述技术方案的基础上，所述谐波信号幅度是使用锁相放大器检测得到的，锁相放大器的二个参考信号的幅度和频率均相同，且相位相差90度，二个参考信号的频率与所述低频抖动信号频率相同；
所述谐波信号幅度vs为：
其中，f1和f2为所述谐波信号分别与二个参考信号相乘和低通滤波处理后的直流分量，vr为二个参考信号的幅度。
本发明还提供一种光iq调制器的偏置电压控制系统，所述系统包括光电探测模块和处理模块，所述光电探测模块用于将所述光iq调制器输出的部分光信号转换为电压信号；
所述处理模块用于在两个马赫-曾德尔调制器mzm上加载任意的初始偏置电压，扫描移相器的偏置电压以获得较佳偏置电压；保持移相器的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第一mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压；保持第一路mzm的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第二mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压；
所述处理模块还用于通过迭代方法更新移相器和两个mzm的较佳偏置电压，并将最后一次迭代得到的较佳偏置电压作为最佳偏置电压，其中，每次迭代更新移相器的较佳偏置电压时，在每个mzm上加载的初始偏置电压更新为本次迭代前扫描该mzm的偏置电压时，所述光iq调制器的输出光功率的最大值对应的偏置电压。
在上述技术方案的基础上，所述处理模块用于在两个马赫-曾德尔调制器mzm上加载初始偏置电压，扫描移相器的偏置电压，记录所述光iq调制器的输出光功率的最大值和最小值所对应的移相器的偏置电压vp_max0和vp_min0，并计算获得移相器的较佳偏置电压vp_quad0＝(vp_max0+vp_min0)/2；
保持移相器的偏置电压为vp_quad0，扫描第一mzm的偏置电压，记录所述输出光功率的最大值和最小值所对应的第一mzm的偏置电压v1_max0和v1_min0，将v1_min0作为第一mzm的较佳偏置电压；
保持第一路mzm的偏置电压为v1_min0，扫描第二mzm的偏置电压，记录所述输出光功率的最大值和最小值所对应的第二mzm偏置电压v2_max0和v2_min0，将v2_min0作为第二mzm的较佳偏置电压；
第i次迭代包括：将第一和第二mzm的偏置电压分别保持在v1_max(i-1)和v2_max(i-1)，扫描移相器的偏置电压，记录所述输出光功率的最大值和最小值对应的移相器的偏置电压vp_maxi和vp_mini，并计算获得移相器的较佳偏置电压vp_quadi＝(vp_maxi+vp_mini)/2，i≥1；
保持移相器的偏置电压为vp_quadi，且第二mzm的偏置电压为v2_min(i-1)，重新获取所述输出光功率的最大值和最小值所对应的第一mzm的偏置电压v1_maxi和v1_mini；保持第一mzm的偏置电压为v1_mini，重新获取所述输出光功率的最大值和最小值所对应的第二mzm的偏置电压v2_maxi和v2_mini。
在上述技术方案的基础上，所述第一mzm为i路mzm，所述第二mzm为q路mzm；或者，所述第一mzm为q路mzm，所述第二mzm为i路mzm。
在上述技术方案的基础上，所述处理模块还用于在任一个所述mzm或者移相器上加载相应的所述最佳偏置电压和所述低频抖动信号，采集所述电压信号中具有所述低频抖动信号频率的谐波信号幅度，并作为参考幅度值；以及，
在任一个mzm或者移相器上加载相应的偏置电压和所述低频抖动信号，采集谐波信号；对具有低频抖动信号频率的谐波信号幅度进行多次采样和平均计算，得到当前幅度值；如果当前幅度值偏离所述参考幅度值，将偏置电压向偏离的相反方向进行调整。
在上述技术方案的基础上，所述处理模块中设有锁相放大器，锁相放大器用于检测所述谐波信号幅度，锁相放大器的二个参考信号的幅度和频率均相同，且相位相差90度，二个参考信号的频率与所述低频抖动信号频率相同；
所述谐波信号幅度vs为：
其中，f1和f2为所述谐波信号分别与二个参考信号相乘和低通滤波处理后的直流分量，vr为二个参考信号的幅度。
与现有技术相比，本发明实施例光iq调制器的偏置电压控制方法包括：在两个mzm上加载任意的初始偏置电压，扫描移相器的偏置电压以获得较佳偏置电压；保持移相器的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第一mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压；保持第一路mzm的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第二mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压；通过迭代方法更新移相器和两个mzm的较佳偏置电压，并将最后一次迭代得到的较佳偏置电压作为最佳偏置电压，其中，每次迭代更新移相器的较佳偏置电压时，在每个mzm上加载的初始偏置电压更新为本次迭代前扫描该mzm的偏置电压时，光iq调制器的输出光功率的最大值对应的偏置电压。本发明实施例无需外加射频驱动电压信号和低频抖动信号，能够得到精确的最佳偏置电压。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例光iq调制器的偏置电压控制系统的应用示意图；
图2是马赫-曾德尔调制器的输出光功率传输曲线示意图；
图3是本发明实施例光iq调制器的偏置电压控制方法流程图；
图4a是本发明实施例光iq调制器的偏置电压控制方法的另一流程图；
图4b是本发明实施例光iq调制器的偏置电压控制方法的再一流程图；
图5是根据实验数据得到的谐波幅度与采样次数的示意图；
图6是迭代后i路mzm、q路mzm和移相器的输出光功率传输曲线示意图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细描述。
图1为本发明实施例光iq调制器的偏置电压控制系统的应用示意图，其中，光iq调制器包括两个马赫-曾德尔调制器(mach-zehndermodulator，mzm)和一个移相器(phaseshifter，pm)，两个mzm分别为i路mzm和q路mzm。本发明实施例光iq调制器的偏置电压控制系统包括光电探测模块和处理模块，形成光iq调制器的闭环反馈控制回路，光电探测模块用于将光iq调制器输出的部分光信号转换为电压信号。
在工作状态下，光iq调制器的输入端接收入射光，入射光可以是来自可调波长激光器的连续可调、窄线宽激光光源，线宽小于1mhz。射频驱动器输出的经过放大的射频电压信号vi和vq分别加载在两个mzm上。光iq调制器的输出端输出光信号经过耦合器，一部分光信号经调制后向外输出，另一部分光信号通过光电探测模块处理后，送入处理模块进行数字滤波和数字运算处理，处理模块提供直流偏置电压分别加载到两个mzm和移相器上。
具体的，光电探测模块包括依次相连的光电二级管(photodiode，pd)、模数转换器(analog-to-digitalconverter，adc)和低通滤波器。其中，光电二级管用于将光iq调制器输出的部分光信号转换为模拟电压信号，模数转换器用于将模拟电压信号转换为数字电压信号，低通滤波器用于对数字电压信号进行低通滤波处理，得到电压信号。
具体的，处理模块包括数字信号处理单元、三个并列的数模转换器(digital-to-analogconverter，dac)和电压放大器。其中，数字信号处理单元用于控制三个并列的数模转换器的输出，三个数模转换器的输出分别对应i路mzm、q路mzm和移相器，用以控制i路偏置电压vbi、q路偏置电压vbq和移相器的偏置电压vbp。
为了满足超100g光模块中光iq调制器的偏置电压的跟踪锁定精度、时效性、稳定性及可靠性的要求，本发明实施例通过以下原理得到最佳偏置电压。
图2所示是一个马赫-曾德尔调制器的输出光功率传输曲线示意图，其中，v为直流偏置电压，p为调制器的输出光功率。从输出光功率传输曲线可以看出：vπ定义为输出光功率从最大值变为最小值的电压变化值，null点(1/4周期点)是输出光功率传输曲线的零点，quad点是输出光功率传输曲线的正交点，即在输出光功率传输曲线周期的1/4处，为最大值和最小值的中间值，输出光功率传输曲线的周期是2vπ，输出光功率p是cos余弦函数的关系。
ein表示光iq调制器的输入光信号的电场，i路马赫-曾德尔调制器或q路马赫-曾德尔调制器的输出电场分别是：
假设输入电场ein＝1，移相器的偏置相位是
其中，ei表示i路的输出电场，eq表示q路的输出电场；vbi和vbq分别表示i路和q路的偏置电压；vi和vq分别表示i路和q路的射频驱动电压信号，其峰峰值为vpp，则vi＝vq＝±vpp/2。
公式(2)中只有射频驱动电压信号vi和vq与时间有关，对时间0～t求积分。如果射频驱动电压信号波形关于时间对称，即上、下电平出现的时间相等，那么求积分：
可以推导平均输出光功率为：
平均输出光功率pavg是与时间无关的直流信号，包含三项：
1)前面两项分别代表i路和q路的输出量，分别是偏置电压vbi和vbq的cos余弦函数。
2)第三项代表干涉路的输出量，包含i路和q路的输出电场、移相器导致的相移以及射频驱动电压信号导致的幅度系数，含有vbi、vbq、
其中，干涉路具有三个控制因素，当满足以下三个条件之一时，则这一项为零：
(1)移相器处于quad点(1/4周期点)，即当
(2)i路和q路位于null点，即输出光功率曲线p/v的零点。实际上就是vbi＝kvπ，或vbq＝kvπ(k为奇数)。
(3)当射频驱动电压信号幅度vi或vq满足vpp＝2vπ时，即vi或vq在±vπ变化，由于cos函数是偶函数，其时间平均是两倍的正值，射频驱动电压信号对时间的平均值为零，满足求积分：
根据以上的理论公式推导和调制曲线特性分析，可以获得光iq调制器的近似传输曲线方法。
依据公式(3)，第三项为零的条件之一是：不加射频驱动信号，即移相器设置在quad点时，则此时光功率曲线p是偏置电压vbi和vbq的cos余弦函数。那么，在此条件下无需外加射频驱动电压信号和外加低频扰动信号，可获得i路、q路和移相器的传输曲线，并得到最佳偏置电压，非常接近最佳偏置点位置。
基于上述分析，参见图3所示，本发明实施例提供一种光iq调制器的偏置电压控制方法，包括：
s1在两个mzm上加载任意的初始偏置电压，扫描移相器的偏置电压以获得较佳偏置电压。保持移相器的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第一mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压；保持第一路mzm的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第二mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压。
s2通过迭代方法更新移相器和两个mzm的较佳偏置电压，并将最后一次迭代得到的较佳偏置电压作为最佳偏置电压，其中，每次迭代更新移相器的较佳偏置电压时，在每个mzm上加载的初始偏置电压更新为本次迭代前扫描该mzm的偏置电压时，所述光iq调制器的输出光功率的最大值对应的偏置电压。
迭代次数根据实际情况确定，例如迭代次数n＝5。
本发明实施例无需外加射频驱动电压信号，也无需在光iq调制器的直流偏置电压上叠加扰频信号，使其尽可能接近最佳偏置电压，并能准确地计算出光iq调制器的三个偏置的半波电压，能够得到精确的最佳偏置电压。
在一种可选的实施方式中，参见图4a所示，本发明实施例光iq调制器的偏置电压控制方法包括：
s110在两个mzm上加载初始偏置电压，扫描移相器的偏置电压，记录光iq调制器的输出光功率的最大值和最小值所对应的移相器的偏置电压vp_max0和vp_min0，并计算获得移相器的较佳偏置电压vp_quad0＝(vp_max0+vp_min0)/2。
s120保持移相器的偏置电压为vp_quad0，扫描第一mzm的偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值所对应的第一mzm的偏置电压v1_max0和v1_min0，将v1_min0作为第一mzm的较佳偏置电压。
s130保持第一路mzm的偏置电压为v1_min0，扫描第二mzm的偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值所对应的第二mzm偏置电压v2_max0和v2_min0，将v2_min0作为第二mzm的较佳偏置电压。
s140通过迭代方法更新移相器和两个mzm的较佳偏置电压，并将最后一次迭代得到的较佳偏置电压作为最佳偏置电压。
第i次迭代包括：
s141将第一和第二mzm的偏置电压分别保持在v1_max(i-1)和v2_max(i-1)，扫描移相器的偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值对应的移相器的偏置电压vp_maxi和vp_mini，并计算获得移相器的较佳偏置电压vp_quadi＝(vp_maxi+vp_mini)/2，i≥1。
s142保持移相器的偏置电压为vp_quadi，且第二mzm的偏置电压为v2_min(i-1)，重新获取输出光功率的最大值和最小值所对应的第一mzm的偏置电压v1_maxi和v1_mini。
具体的，保持移相器的偏置电压为vp_quadi，且第二mzm的偏置电压为v2_min(i-1)，扫描第一mzm的偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值所对应的第一mzm的偏置电压v1_maxi和v1_mini，将v1_mini作为第一mzm的较佳偏置电压。
s143保持第一mzm的偏置电压为v1_mini，重新获取输出光功率的最大值和最小值所对应的第二mzm的偏置电压v2_maxi和v2_mini。
具体的，保持移相器的偏置电压为vp_quadi，且第一mzm的偏置电压为v1_mini，扫描第二mzm的偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值所对应的第二mzm的偏置电压v2_maxi和v2_mini，将v2_mini作为第一mzm的较佳偏置电压。
在一实施方式中，第一mzm为i路mzm，第二mzm为q路mzm。
具体的，第一次迭代包括：
s141：将i路偏置电压设为vbi＝vi_max0，q路偏置电压设为vbq＝vq_max0，扫描移相器的偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值时分别对应移相器的偏置电压值vp_max1和vp_min1，并通过计算获得vp_quad1＝(vp_max1+vp_min1)/2。
s142：将移相器的偏置电压设为vbp＝vp_quad1，q路偏置电压设为vbq＝vq_min0，扫描i路偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值时分别对应的i路偏置电压值vi_max1和vi_min1，将vi_min1作为第一mzm的较佳偏置电压。
s143：保持移相器的偏置电压为vbp＝vp_quad1，i路偏置电压设为vbi＝vi_min1，扫描q路偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值时分别对应的q路偏置电压vq_max1和vq_min1，将vq_min1作为第一mzm的较佳偏置电压。迭代次数大于1时，后续迭代与第一次迭代类似，此处不再赘述。
在另一实施方式中，第一mzm为q路mzm，第二mzm为i路mzm。
光iq调制器在长时间工作时，其自身的特性会随着内、外部因素(例如环境温度、外电场及应力等)而改变，从而导致光iq调制器的静态工作点发生偏移，影响光iq调制器的稳定性以及发送端光调制信号质量。因此，光iq调制器启动时，首先采用上述实施例的方法确定最佳偏置电压，在光iq调制器的工作过程中，还需要对偏置电压进行动态跟踪调整，使得偏置电压逼近最佳偏置电压，马赫-曾德尔调制器和移相器均工作在最佳工作点，以满足光iq调制器工作稳定性及可靠性的要求。
参见图4b所示，在上述实施例的基础上，偏置电压控制方法还包括：
s150在任一个马赫-曾德尔调制器或者移相器上加载最佳偏置电压和低频抖动信号，采集具有低频抖动信号频率的谐波信号幅度并作为参考幅度值。
s160在任一个马赫-曾德尔调制器或者移相器上加载相应的偏置电压和低频抖动信号，采集谐波信号。
s170对具有低频抖动信号频率的谐波信号幅度进行多次采样和平均计算，得到当前幅度值。
s180如果当前幅度值偏离参考幅度值，将偏置电压向偏离的相反方向进行调整。
具体的，低频抖动信号可以是方波信号或正弦波信号，低频抖动信号的频率为f，低频抖动信号的幅值不超过所加载的直流偏置电压的10％。
以下以i路偏置电压vbi为例进行说明。
对于i路mzm，在i路mzm上加载的i路偏置电压vi_dc和低频抖动信号，采集具有低频抖动信号频率的谐波信号幅度，得到i路mzm的参考幅度值vrefdither_i。其中，vi_dc为i路mzm的如上述所述通过迭代得到的最佳偏置电压，低频抖动信号的幅值不超过vi_dc的10％
类似地，在q路mzm上加载q路偏置电压vq_dc，可以得到q路mzm的参考幅度值vrefdither_q。其中，vq_dc为q路mzm的最佳偏置电压。在移相器上加载最佳偏置电压vbp＝vphase_dc，可以得到移相器的参考幅度值vrefdither_p。
得到i路mzm的当前幅度值vfb(n)dither_i与上述得到参考幅度值vrefdither_i的过程基本相同，区别在于：
在时刻n，在i路mzm上加载的i路偏置电压vbi＝vdc(n)_i，在当前的i路偏置电压vdc(n)_i上叠加低频抖动信号，低频抖动信号的幅值不超过vdc(n)_i的10％。此时，q路mzm和移相器上仅加载直流偏置电压。
q路偏置电压vbq和移相器的偏置电压vbp的控制过程与i路偏置电压vbi基本相同，此处不再赘述。
谐波信号幅度检测可以使用基于dsp或者现场可编程门阵列(fieldprogrammablegatearray，fpga)的锁相放大器，谐波信号为输入反馈信号sig，二个参考信号分别为参考信号0度ref0和参考信号90度ref90。三者的频率ω相同，二个参考信号的幅值vr相同，二个参考信号的相位相差90度。上述信号可以分别表示为：
其中，vs、vr、ω、
将sig分别与ref0、ref90相乘(图2中的乘法器)，得到：
在以上两式中，第一项均只与sig、ref0和ref90的初始相位有关，即为直流分量，而第二项均为2倍频交流分量，可通过一个低通滤波器将高频分量滤除，低通滤波器可以为无限冲激响应(infiniteimpulseresponse，iir)滤波器，保留直流分量，则剩下的直流分量可表示为：
因此，f1和f2经过坐标旋转数字计算(coordinaterotationdigitalcomputer，cordic)算法单元输出幅值amp和相位deg到控制计算单元，控制计算单元的控制输出为谐波信号幅度vs：
其中，f1和f2为谐波信号分别与二个参考信号相乘和低通滤波处理后的直流分量，锁相放大器的二个参考信号的幅度和频率均相同，且相位相差90度，二个参考信号的幅度为vr，二个参考信号的频率ω与低频抖动信号频率ω相同。
还是以i路为例，对谐波信号幅度进行多次采样和平均计算得到当前幅度值，平均计算可以为：
其中，vfb(n)dither_i为当前幅度值，n为采样次数，vfb(n)dither_i_i为第i次采样得到的谐波信号幅度。
本发明实施例基于预先获取的光iq调制器的最佳偏置电压及参考幅度值，在任一个mzm或者移相器上加载相应的偏置电压和低频抖动信号，通过监测具有低频抖动信号频率的谐波信号幅度，对该谐波信号幅度进行多次采样和平均计算得到当前幅度值，并与参考幅度值进行比较，从而在实际高阶调制码型应用中，减小由于光光iq调制器的静态工作区不敏感或电路噪声干扰，而造成的误判和盲调导致的系统性能损失，保证光信号传输的稳定性和可靠性。
图5所示为根据实验数据得到的谐波信号幅度与采样次数的示意图，其中，横轴为采样次数，纵轴为量化后的谐波信号幅度。
从图5可以看出，对谐波信号幅度连续采样40次和平均计算后的当前幅度值与更多次采样和平均计算后的当前幅度值基本接近。因此，对谐波信号幅度连续采集至少40次并做平均处理，能有效减小光iq调制器的静态工作区不敏感或电路噪声干扰。
将当前幅度值vfb(n)dither_i与预先得到的参考幅度值vrefdither_i进行比较，如果当前幅度值大于参考幅度值时，则减小当前的i路偏置电压vdc(n)_i；如果当前幅度值小于参考幅度值时，则增加当前的i路偏置电压vdc(n)_i。
在一种可选的实施方式中，当当前幅度值大于参考幅度值时，vdc(n+1)＝vdc(n)-a(n)；当当前幅度值小于参考幅度值时，vdc(n+1)＝vdc(n)+a(n)；其中，vdc(n+1)为调整后的偏置电压值，vdc(n)为当前的偏置电压，a(n)为调整步长，a(n)≥0，且调整步长根据当前幅度值与参考幅度值的偏差确定。
还是以i路偏置电压vbi为例，当当前幅度值大于参考幅度值时，vdc(n+1)_i＝vdc(n)_i-a(n)_i；当当前幅度值小于参考幅度值时，vdc(n+1)_i＝vdc(n)_i+a(n)_i，其中，vdc(n+1)_i为调整后的偏置电压值，vdc(n)_i为当前的偏置电压，a(n)_i为i路偏置电压的调整步长，a(n)_i≥0。
调整步长根据当前幅度值vfb(n)dither_i与参考幅度值vrefdither_i的偏差确定。具体的，若vfb(n)dither_i远大于vrefdither_i，说明此时i路偏置电压距离最佳偏置电压较远，需使用较大的调整步长调节；若vfb(n)dither_i远小于vrefdither_i，说明此时i路偏置电压基本接近最佳偏置电压附近，这时需使用较小的调整步长进行调节，使得i路偏置电压逐步逼近最佳偏置电压，实现对偏置电压的快速、有效控制。
在本发明实施例中，处理模块用于在两个马赫-曾德尔调制器mzm上加载任意的初始偏置电压，扫描移相器的偏置电压以获得较佳偏置电压；保持移相器的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第一mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压；保持第一路mzm的偏置电压为较佳偏置电压，扫描第二mzm的偏置电压以获得较佳偏置电压。
处理模块还用于通过迭代方法更新移相器和两个mzm的较佳偏置电压，并将最后一次迭代得到的较佳偏置电压作为最佳偏置电压，其中，每次迭代更新移相器的较佳偏置电压时，在每个mzm上加载的初始偏置电压更新为本次迭代前扫描该mzm的偏置电压时，所述光iq调制器的输出光功率的最大值对应的偏置电压。
在一种可选的实施方式中，处理模块用于在两个mzm上加载初始偏置电压，扫描移相器的偏置电压，记录光iq调制器的输出光功率的最大值和最小值所对应的移相器的偏置电压vp_max0和vp_min0，并计算获得移相器的较佳偏置电压vp_quad0＝(vp_max0+vp_min0)/2。
保持移相器的偏置电压为vp_quad0，扫描第一mzm的偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值所对应的第一mzm的偏置电压v1_max0和v1_min0，将v1_min0作为第一mzm的较佳偏置电压。
保持第一路mzm的偏置电压为v1_min0，扫描第二mzm的偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值所对应的第二mzm偏置电压v2_max0和v2_min0，将v2_min0作为第二mzm的较佳偏置电压。
第i次迭代包括：将第一和第二mzm的偏置电压分别保持在v1_max(i-1)和v2_max(i-1)，扫描移相器的偏置电压，记录输出光功率的最大值和最小值对应的移相器的偏置电压vp_maxi和vp_mini，并计算获得移相器的较佳偏置电压vp_quadi＝(vp_maxi+vp_mini)/2，i≥1。
保持移相器的偏置电压为vp_quadi，且第二mzm的偏置电压为v2_min(i-1)，重新获取输出光功率的最大值和最小值所对应的第一mzm的偏置电压v1_maxi和v1_mini；保持第一mzm的偏置电压为v1_mini，重新获取输出光功率的最大值和最小值所对应的第二mzm的偏置电压v2_maxi和v2_mini。
由于超100g光模块的高波特率、高阶调制码型控制对噪声干扰更敏感，因此对光iq调制器的偏置电压的跟踪锁定精度、时效性、稳定性及可靠性的要求更高，仅仅通过现有技术中常规的偏置电压控制方法，在实际应用中很容易发生误判或盲调，难以满足要求。
在一种可选的实施方式中，第一mzm为i路mzm，第二mzm为q路mzm；或者，第一mzm为q路mzm，第二mzm为i路mzm。
在一种可选的实施方式中，处理模块还用于：
在任一个mzm或者移相器上加载相应的最佳偏置电压和低频抖动信号，采集电压信号中具有低频抖动信号频率的谐波信号幅度，并作为参考幅度值。
在任一个mzm或者移相器上加载相应的偏置电压和低频抖动信号，采集谐波信号。对具有低频抖动信号频率的谐波信号幅度进行多次采样和平均计算，得到当前幅度值。如果当前幅度值偏离参考幅度值，将偏置电压向偏离的相反方向进行调整。
在一种可选的实施方式中，处理模块中设有锁相放大器，锁相放大器用于检测谐波信号幅度，锁相放大器的二个参考信号的幅度和频率均相同，且相位相差90度，二个参考信号的频率与所述低频抖动信号频率相同。
谐波信号幅度vs为：
其中，f1和f2为谐波信号分别与二个参考信号相乘和低通滤波处理后的直流分量，vr为二个参考信号的幅度。
在一种可选的实施方式中，在任一个mzm或者移相器上加载的低频抖动信号的幅值不超过相应的偏置电压的10％。
在一种可选的实施方式中，当当前幅度值大于参考幅度值时，vdc(n+1)＝vdc(n)-a(n)；当当前幅度值小于参考幅度值时，vdc(n+1)＝vdc(n)+a(n)；其中，vdc(n+1)为调整后的偏置电压值，vdc(n)为当前的偏置电压，a(n)为调整步长，a(n)≥0，且调整步长根据当前幅度值与参考幅度值的偏差确定。
图6所示曲线是经过5次迭代后的i路、q路和移相器的输出光功率传输曲线。其中，i路、q路和移相器较为逼近光iq调制器的传输曲线的最佳偏置电压分别为vi_dc、vq_dc和vphase_dc。图6中横轴为扫描时间，纵轴为光电探测模块将光iq调制器输出的部分光信号转换为电压信号。横轴从左到右分别显示移相器、i路和q路分别为最佳偏置电压时，光电探测模块输出的电压信号。
由于迭代之后获取的直流偏置电压基本位于在最佳偏置点附近，当叠加低频抖动信号时，则理论上对应通过反馈控制回路检测到的反馈谐波幅度最小。
本发明实施例首先获取光iq调制器的最佳偏置电压，并通过最佳偏置电压得到谐波幅度的参考幅度值，其次，对反馈谐波幅度进行多次采样并利用fpga进行平均算法处理，得到当前幅度值，并将当前幅度值与参考幅度值进行比较，以精确识别偏置电压的调整方向以及控制调整步长，使得偏置电压逼近最佳偏置电压，可有效地滤除噪声干扰导致的误判和盲调，从而实现偏置电压控制的调谐时间短、控制精度高，有效的解决了实际应用中高阶调制码型控制对噪声更敏感、调节精度调谐时间要求高的问题，从而保证了光传输的稳定性和可靠性。
本发明不局限于上述实施方式，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围之内。本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。
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