电压变换电路及方法以及升降压变换电路与流程

1.本发明属于电子电路技术领域，尤其涉及一种电压变换电路及方法以及升降压变换电路。


背景技术：

2.升降压电路是一种常用的电源管理电路，它满足了既能升压又能降压的需求，从而使得单一输入电源能够提供更宽广的输出电压范围。传统的升压电路或者降压电路只能满足特定的升压或者降压功能。目前的主流升降压电路还是基于开关电路类型的结构，需要配合外部电感完成能量的存储与释放。开关类型的升降压电路能够支持比较高的负载同时效率比较高，因此得到了广泛的研究。但是开关型升降压电路有体积大，价格昂贵等缺点，在对负载及效率要求不高的场景下需要有新的升降压电路结构来满足成本及体积的需求。
3.图1所示的电路为典型开关型升降压电路；该结构基于4个功率管mos及单电感组成的h 型结构来实现升降压功能。通过控制逻辑来控制4个mos的开关状态来实现升压或者降压的功能。
4.传统的开关型升降压电路设计存在的缺点有2个：
5.(1)由于电感的存在使得方案的体积较大，并且电感价格比较贵，从而推高整体方案成本。
6.(2)集成4个开关管会占据比较大的芯片面积，另外控制逻辑复杂，需要较多的芯片管脚；在管脚资源紧张的应用场景下不适合。
7.有鉴于此，如今迫切需要设计一种电压变换方式，以便克服现有电压变换方式存在的上述缺陷。


技术实现要素：

8.本发明提供一种电压变换电路及方法以及升降压变换电路，无需电感即可实现升降压的过程，减小电路体积，降低产品成本。
9.为解决上述技术问题，根据本发明的一个方面，采用如下技术方案：一种电压变换电路，所述电压变换电路包括：
10.线性电路，耦接输入电源；
11.电荷泵电路，耦接所述线性电路及所述电压变换电路的输出端；以及
12.控制电路，分别耦接所述线性电路及所述电荷泵电路，根据电压变换电路输出端的输出电压控制所述线性电路的导通程度及所述电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度。
13.作为本发明的一种实施方式，在所述输出电压低于参考电压时，所述控制电路用以控制所述线性电路的导通电阻降低，控制电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度升高，从而控制输出电压升高；
14.在所述输出电压高于所述参考电压时，所述控制电路用以控制所述线性电路的导
通电阻升高，控制电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度降低，从而控制输出电压降低。
15.作为本发明的一种实施方式，控制电路包括：
16.差值信号产生电路，基于输出电压反馈信号与参考信号的差值产生差值信号；
17.导通程度控制电路，用以根据所述差值信号控制所述线性电路的导通程度；以及摆动幅度控制电路，用以根据所述差值信号调节所述电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度。
18.作为本发明的一种实施方式，所述差值信号产生电路包括：
19.跨导放大电路，其第一端耦接电压变换电路的输出端，其第二端耦接基准信号，其输出端提供表征所述反馈信号与参考信号差值的电流信号；以及
20.电流镜，具有输入端、第一输出端和第二输出端，其中电流镜的输入端耦接跨导放大电路的输出端，电流镜的第一输出端耦接导通程度控制电路，电流镜的第二输出端耦接摆动幅度控制电路。
21.作为本发明的一种实施方式，所述摆动幅度控制电路包括第六晶体管、第七晶体管；
22.所述第六晶体管的栅极耦接第一时钟信号，第六晶体管的源极耦接输入电源，第六晶体管的漏极耦接第一电容的第一端；
23.所述第七晶体管的栅极耦接第二时钟信号，第七晶体管的源极耦接控制电路的输出端，第七晶体管的漏极耦接第一电容的第一端。
24.作为本发明的一种实施方式，所述摆动幅度控制电路还包括电平转换电路，所述电平转换电路的输入端耦接第二时钟信号，电平转换电路的输出端输出第一时钟信号。
25.作为本发明的一种实施方式，所述线性电路包括功率晶体管；所述功率晶体管的栅极耦接控制电路，功率晶体管的源极耦接输入电源。
26.作为本发明的一种实施方式，所述电压变换电路还包括：
27.第一单向控制器，其第一端耦接所述线性电路的第二端；
28.第二单向控制器，其第一端耦接所述电荷泵电路的第一端和所述第一单向控制器的第二端，所述第二单向控制器的第二端用于提供输出电压。
29.作为本发明的一种实施方式，所述第一单向控制器为第一二极管，第二单向控制器为第二二极管，所述电荷泵电路包括第一电容；
30.所述线性电路的第一端耦接输入电源，线性电路的控制端耦接所述控制电路的输出端，线性电路的第二端耦接第一二极管的正极；所述第一二极管的负极分别耦接第一电容的第一端、第二二极管的正极，第二二极管的负极耦接所述电压变换电路的输出端，第一电容的第二端受时钟信号驱动。
31.作为本发明的一种实施方式，所述控制电路包括运算放大器，所述线性电路包括第四晶体管；所述控制电路还包括第一晶体管、第二晶体管及第三晶体管，其中所述运算放大器的输出端分别耦接第一晶体管的栅极及第二晶体管的栅极，第一晶体管的漏极耦接第三晶体管的栅极，所述第二晶体管的漏极耦接第四晶体管；所述第一晶体管的源极、第二晶体管的源极及第三晶体管的源极分别接地；
32.当电压变换电路的输出端的输出电压低于设定阈值时，第一晶体管流入的电流增加，从而使得第二晶体管及第三晶体管的电流增加，使得第四晶体管的栅极相对于源极的
电压增加，所述电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度增加，最终电压变换电路的输出端的输出电压增加到设定值；
33.当电压变换电路的输出端的输出电压高于设定阈值时，第一晶体管流入的电流减少，从而使得第二晶体管及第三晶体管的电流减少，使得第四晶体管的栅极相对于源极的电压减少，所述电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度减小，最终电压变换电路的输出端的输出电压降低到设定值。
34.作为本发明的一种实施方式，所述控制电路还包括第五晶体管，第五晶体管的漏极耦接第四晶体管的栅极，第五晶体管的源极耦接第一晶体管的漏极。
35.作为本发明的一种实施方式，所述控制电路还包括稳压管和电阻；稳压管的正极耦接第五晶体管的漏极、电阻的第一端；稳压管管的负极耦接输入电源及电阻的第二端。
36.根据本发明的另一个方面，采用如下技术方案：一种电压变换电路，所述电压变换电路包括：
37.功率晶体管，耦接输入电源；
38.电荷泵电路，包括第一电容，所述电荷泵电路耦接所述功率晶体管和所述电压变换电路的输出端；以及
39.单环路控制电路，基于电压变换电路的输出端的输出电压控制所述功率晶体管的导通程度和电荷泵电路，实现输出电压既可大于输入电源电压也可小于输入电源电压。
40.根据本发明的又一个方面，采用如下技术方案：一种升降压变换电路，所述升降压变换电路包括：
41.功率晶体管，第一端耦接输入电源；
42.第一单向控制器，第一端耦接功率晶体管的第二端；
43.电容，第一端耦接第一单向控制器的第二端，电容的第二端耦接时钟信号；
44.第二单向控制器，第一端耦接电容的第一端和第一单向控制器的第二端，第二端用于提供输出电压；以及
45.控制电路，基于升降压变换电路输出电压反馈信号控制功率晶体管的导通程度与所述时钟信号的摆动幅度。
46.根据本发明的又一个方面，采用如下技术方案：一种电压变换方法，所述电压变换方法包括：
47.将线性电路与电荷泵电路耦接；以及
48.比较输出电压与参考电压，当输出电压大于参考电压时，控制所述线性电路的导通电阻升高，控制所述电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度降低；当输出电压小于所述参考电压时，控制所述线性电路的导通电阻降低，控制所述电荷泵电路的驱动时钟信号的摆动幅度升高。
49.本发明的有益效果在于：本发明提出的电压变换电路及方法以及升降压变换电路，无需电感即可实现升降压的过程，减小电路体积(该结构用到的外部元件可只有电容器c1、c2或全部集成)，降低产品成本。
50.同时，在本发明的一种实施方式中，集成一个mos管及辆个二极管的面积比原有方案集成四个开关管会占据比较小的芯片面积，芯片成本更低。另外本发明采用单环路控制，控制逻辑简单，复杂度低，可靠性更高。第五mos管m5、第六mos管m6、第七mos管m7的芯片面
积和性能要求较开关管低很多。
51.此外，本发明电路需要较少的芯片管脚。在管脚资源紧张的应用场景下适合，如果所需要的功率更低，可以把c1和c2全部集成在芯片上，而原有的方案中电感无法跟现有的集成电路制造工艺集成，必须放在芯片外部。
附图说明
52.图1为典型的传统开关型升降压电路的电路示意图。
53.图2为本发明一实施例中电压变换电路的电路示意图。
54.图3为本发明一实施例中电压变换电路的电路示意图。
55.图4为本发明一实施例中升降压电路中运算放大器的电路示意图。
具体实施方式
56.下面结合附图详细说明本发明的优选实施例。
57.为了进一步理解本发明，下面结合实施例对本发明优选实施方案进行描述，但是应当理解，这些描述只是为进一步说明本发明的特征和优点，而不是对本发明权利要求的限制。
58.该部分的描述只针对几个典型的实施例，本发明并不仅局限于实施例描述的范围。相同或相近的现有技术手段与实施例中的一些技术特征进行相互替换也在本发明描述和保护的范围内。
59.说明书中的“耦接”或连接既包含直接连接，也包含间接连接，如通过一些有源器件、无源器件或电传导媒介进行的连接；还可包括本领域技术人员公知的在可实现相同或相似功能目的的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、跟随电路等电路或部件的连接。
60.本发明揭示了一种电压变换电路，所述电压变换电路包括线性电路、电荷泵电路、控制电路；线性电路耦接输入电源；电荷泵电路耦接所述线性电路及所述电压变换电路的输出端；控制电路分别耦接所述线性电路及所述电荷泵电路，根据电压变换电路输出端的输出电压控制所述线性电路的导通程度及所述电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度。
61.在本发明的一实施例中，电压变换电路为升降压变换电路。
62.在本发明的一实施例中，控制所述线性电路的导通程度通过控制线性电路的导通电阻来实现。
63.在本发明的一实施例中，在所述输出电压低于参考电压时，所述控制电路用以控制所述线性电路的导通电阻降低，控制电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度升高，从而控制输出电压升高；在所述输出电压高于所述参考电压时，所述控制电路用以控制所述线性电路的导通电阻升高，控制电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度降低，从而控制输出电压降低。
64.在本发明的一实施例中，所述控制电路包括差值信号产生电路、导通程度控制电路以及摆动幅度控制电路。所述差值信号产生电路基于输出电压反馈信号与参考信号的差值产生差值信号。所述差值信号随输出电压反馈信号与参考信号的差值的增大而增大，为连续变化的信号。所述导通程度控制电路用以根据所述差值信号控制所述线性电路的导通
程度；所述摆动幅度控制电路用以根据所述差值信号调节所述电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度。
65.在本发明的一实施例中，所述差值信号产生电路包括：跨导放大电路以及电流镜。跨导放大电路的第一端耦接电压变换电路的输出端，跨导放大电路的第二端耦接基准信号，跨导放大电路的输出端提供表征所述反馈信号与参考信号差值的电流信号。电流镜具有输入端、第一输出端和第二输出端，其中电流镜的输入端耦接跨导放大电路的输出端，电流镜的第一输出端耦接导通程度控制电路，电流镜的第二输出端耦接摆动幅度控制电路。
66.在本发明的一实施例中，所述控制电路包括运算放大器，运算放大器的第一输入端耦接基准信号；所述运算放大器的第二输入端耦接所述电压变换电路的输出端。
67.图2为本发明一实施例中电压变换电路的电路示意图；请参阅图2，在本发明的一实施例中，本发明提供一种无电感型升降压电路。本发明的电路通过单环路控制整体电路的电荷泵模式和线性稳压器模式；如图2所示，当vin>vout时主要处于线性稳压器模式，当vin<＝vout 时主要处于电荷泵工作模式。
68.电压变换电路包括线性电路，电荷泵电路和控制电路。其中线性电路包括晶体管m4，耦接输入电源vin。电荷泵电路包括电容c1，电容c1的一端耦接线性电路和电压变换电路的输出端，电容c1的另一端受驱动时钟信号控制。控制电路耦接线性电路和电荷泵电路，控制电路根据电压变换电路输出端的输出电压控制线性电路的导通程度及电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度。
69.在本发明的一实施例中，所述控制电路包括运算放大器，运算放大器可包括运算跨导放大器ota(operational transconductance amplifier)，把输入两端的电压差转换成成比例的电流。在本发明的一实施例中，ota的输出连接到作为线性稳压器的导通器件第四mos管 m4的栅极及电荷泵电路的控制时钟clk。ota的作用是把输出电压vout的分压vfb跟基准电压vref的差值放大去控制第四mos管m4及电荷泵电路的控制时钟clk。当输出电压vout的分压vfb小于基准电压vref时，第四mos管m4就会打开的更加彻底，尽可能的把第四mos 管m4左边的电压送到右边(如图2所示)，使得第四mos管m4上的压降更小，同时控制时钟 clk的输出摆幅就会变大，从而把更多的能量通过第一电容c1送到输出电压vout，给输出电压vout充电使得输出电压vout上升。当分压vfb大于基准电压vref时，情况就刚好相反。基于该方式整个环路把输出电压vout控制在vref*(r1+r2)/r2上。
70.在本发明的一实施例中，所述运算放大器耦接所述电压变换电路的输出端输出的输出电压的分压信号vfb。在本发明的一实施例中，运算放大器的正相输入端耦接基准电压vref，运算放大器的反相输入端耦接所述输出电压的分压信号vfb；运算放大器的输出端分别耦接线性电路及电荷泵电路。
71.在本发明的一实施例中，所述电压变换电路还包括第一电阻r1、第二电阻r2；第一电阻 r1的第一端耦接输出电压vout，第一电阻r1的第二端耦接第二电阻r2的第一端、运算放大器的反相输入端，第二电阻r2的第二端接地。
72.在本发明的一实施例中，所述电压变换电路还包括第二电容c2，第二电容c2的第一端耦接电压变换电路的输出端输出的输出电压vout，第二电容c2的第二端接地。
73.在本发明的一实施例中，所述线性电路包括功率晶体管；请继续参阅图2，线性电路包括功率晶体管——第四mos管m4；所述第四mos管m4的栅极(控制端)耦接控制电路(运
算放大器的输出端)，第四mos管m4的漏极耦接电压变换电路的输出端(在本发明的一实施例中，通过第一二极管d1、第二二极管d2连接电压变换电路的输出端)，第四mos管m4的源极耦接输入电源vin。
74.在本发明的一实施例中，所述电压变换电路还包括：第一单向控制器、第二单向控制器；第一单向控制器的第一端耦接所述线性电路的第二端；第二单向控制器的第一端耦接所述电荷泵电路的第一端和第一单向控制器的第二端，所述第二单向控制器的第二端用于提供输出电压。
75.如图2所示，在本发明的一实施例中，所述第一单向控制器为第一二极管d1，第二单向控制器为第二二极管d2，所述电荷泵电路包括第一电容c1。第四mos管m4的漏极耦接第一二极管d1的正极；所述第一二极管d1的负极分别耦接第一电容c1的第一端、第二二极管d2 的正极，第二二极管d2的负极耦接所述电压变换电路的输出端。
76.图3为本发明一实施例中电压变换电路的电路示意图；请参阅图3，在本发明的一实施例中，所述摆动幅度控制电路包括第六晶体管(可为第六mos管m6)、第七晶体管(可为第七 mos管m7)。所述第六晶体管m6的栅极耦接第一时钟信号，第六mos管m6的源极耦接输入电源，第六mos管m6的漏极耦接第一电容的第一端。所述第七mos管m7的栅极耦接第二时钟信号，第七mos管m7的源极耦接控制电路的输出端，第七mos管m7的漏极耦接第一电容c1 的第一端。
77.在本发明的一实施例中，第一时钟信号、第二时钟信号分别为单独设定的时钟信号。在本发明的另一实施例中，所述摆动幅度控制电路还包括电平转换电路，所述电平转换电路的输入端耦接第二时钟信号，电平转换电路的输出端输出第一时钟信号。在本发明的又一实施例中，第一时钟信号由电平转换电路利用第二时钟信号转换得到。
78.第七mos管m7和第六mos管m6的具体作用是在ota的输出控制下把低压的clk信号转换成vin到vin-va之间的hvclk信号。当vout的值与设定值之间的差值越来越小，流过第二mos管m2的电流越小，那么pump的幅度va也越来越小。
79.电平转换电路的作用是把一个电压的信号转换成高压的信号去控制放在高压的第六mos 管m6。把0到vdd的之间的低压时钟信号转换成vin到vin-5v之间的高压时钟信号。
80.如图3所示，在本发明的一实施例中，所述控制电路包括运算放大器ota，所述控制电路还包括第一晶体管、第二晶体管及第三晶体管。在本发明的一实施例中，所述运算放大器的输出端分别耦接第一晶体管的栅极及第二晶体管的栅极，第一晶体管的漏极耦接第三晶体管的栅极，所述第二晶体管的漏极耦接第四晶体管；所述第一晶体管的源极、第二晶体管的源极及第三晶体管的源极分别接地。
81.在本发明的一实施例中，第一晶体管可为第一mos管m1，第二晶体管可为第二mos管m2，第三晶体管可为第三mos管m3。
82.所述运算放大器的输出端分别耦接第一mos管m1的栅极及第二mos管m2的栅极，第一 mos管m1的漏极耦接第三mos管m3的栅极，所述第二mos管m2的漏极耦接第四晶体管，所述第三mos管m3的漏极耦接第七mos管m7的源极；所述第一mos管m1的源极、第二mos管 m2的源极及第三mos管m3的源极分别接地。
83.在本发明的一实施例中，所述第一mos管m1、第二mos管m2及第三mos管m3形成电流镜；当电压变换电路的输出端的输出电压vout低于设定阈值时，第一mos管m1流入的电流增
加，从而使得第二mos管m2及第三mos管m3的电流增加，使得第四mos管m4的栅极相对于源极的电压vgs增加，所述电荷泵电路的驱动时钟信号hvclk摆动幅度增加，最终电压变换电路的输出端的输出电压vout增加到设定值。
84.当电压变换电路的输出端的输出电压vout高于设定阈值时，第一mos管m1流入的电流减少，从而使得第二mos管m2、第三mos管m3的电流减少，因此第四mos管m4的栅极相对于源极的电压vgs减少，所述电荷泵电路的驱动时钟信号hvclk摆动幅度减小，最终电压变换电路的输出端的输出电压vout降低到设定值。整个电路在单一环路的控制，环路的主极点在输出vout。当vout低于设定值时，电路工作实现升压；当vout高于设定值时，电路工作把vout降低实现降压过程。
85.请继续参阅图3，在本发明的一实施例中，所述控制电路还包括第五晶体管，第五晶体管可为第五mos管m5；第五mos管m5的漏极耦接第四mos管m4的栅极，第五mos管m5的源极耦接第一mos管m1的漏极。在本发明的一实施例中，所述控制电路还包括稳压管zener1、第三电阻r3；稳压管zener1的正极耦接第五mos管m5的漏极、第三电阻r3的第二端；稳压管 zener1的负极耦接输入电源vin及第三电阻r3的第一端。
86.在本发明的一实施例中，对于图3中的各个mos管，带体二极管的为高压mos，不带体二极管的为低压mos。输出电压vout的分压vfb经过第一电阻r1和第二电阻r2分压送到ota运放的反相输入端，第五mos管m5可为隔离高压的nmos。
87.在本发明的一实施例中，所述运算放大器包括第八晶体管、第九晶体管、第十晶体管、第十一晶体管、第十二晶体管、第十三晶体管、第十四晶体管及第十五晶体管。
88.其中差值信号产生电路可包括跨导放大电路ota和由晶体管m1、m2和m3组成的电流镜。图示的运算放大器ota为跨导放大器，放大器ota基于输出电压反馈信号vfb和参考信号vref 的差值在输出端产生正比于该差值的电流信号。电流镜的输入端耦接跨导放大电路ota的输出端，经过电流镜像，在晶体管m2的漏极端(电流镜的第一输出端)和晶体管m3的漏极端 (电流镜的第二输出端)分别产生两个正比于该差值的电流信号，均可视为差值信号。电流镜的第一输出端耦接导通程度控制电路，电流镜的第二输出端耦接摆动幅度控制电路。控制电路基于这两个差值信号分别控制线性电路的导通程度和电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度。
89.摆动幅度控制电路可包括第六晶体管m6、第七晶体管m7和电平转换电路。
90.图4为本发明一实施例中升降压电路中运算放大器的电路示意图；请参阅图4，所述运算放大器包括第八mos管m8、第九mos管m9、第十mos管m10、第十一mos管m11、第十二mos 管m12、第十三mos管m13、第十四mos管m14及第十五mos管m15。
91.所述第十二mos管m12的栅极接收基准信号，第十二mos管m12的源极耦接第一电源电压(可为电压vdd)，第十二mos管m12的源极分别耦接第十一mos管m11的漏极、第十一mos 管m11的栅极、第十mos管m10的栅极；
92.所述第十三mos管m13的栅极耦接电压变换电路的输出端的输出电压，或者，第十三mos 管m13的栅极耦接与所述电压变换电路输出端输出的输出电压有设定关联的信号(如可为输出电压的分压)；第十三mos管m13的源极耦接第一电源电压，第十三mos管m13的漏极耦接第九mos管m9的漏极、第九mos管m9的栅极、第八mos管m8的栅极；
93.所述第十mos管m10的漏极分别耦接第十四mos管m14的漏极、第十四mos管m14的栅
极、第十五mos管m15的栅极；第八mos管m8的漏极耦接第十五mos管m15的漏极，第八mos 管m8的漏极输出的信号作为运算放大器的输出信号；所述第十四mos管m14的源极耦接第二电源电压(可为电压vdd，也可以是与第一电源电压不同的电源电压)，第十五mos管m15的源极耦接第二电源电压。所述第八mos管m8的源极、第九mos管m9的源极、第十mos管m10 的源极及第十一mos管m11的源极分别接地。
94.在本发明的一实施例中，所述电压变换电路包括：功率晶体管、电荷泵电路、单环路控制电路。功率晶体管耦接输入电源；电荷泵电路包括第一电容，所述电荷泵电路耦接所述功率晶体管和所述电压变换电路的输出端；单环路控制电路用以基于电压变换电路的输出端的输出电压控制所述功率晶体管的导通程度和电荷泵电路，实现输出电压既可大于输入电源电压也可小于输入电源电压。
95.有关上述电压变换电路的各个部分的具体组成，可参阅以上实施例中有关电压变化电路的介绍，这里不做赘述。
96.本发明还揭示一种升降压变换电路，所述升降压变换电路包括：线性电路、电荷泵电路、单环路控制电路。线性电路耦接输入电源；电荷泵电路耦接线性电路和电压变换电路的输出端；单环路控制电路用以基于输出端电压反馈信号和参考信号的差值控制线性电路的导通电阻和电荷泵电路，使得输出电压跟随参考信号。
97.有关上述升降压变换电路的各个部分的具体组成，可参阅以上实施例中的相关介绍，这里不做赘述。
98.在本发明的一实施例中，所述升降压变换电路包括：功率晶体管、第一单向控制器、电容、第二单向控制器、控制电路。功率晶体管的第一端耦接输入电源；第一单向控制器的第一端耦接功率晶体管的第二端；电容的第一端耦接第一单向控制器的第二端，电容的第二端耦接时钟信号；第二单向控制器的第一端耦接电容的第一端和第一单向控制器的第二端，第二端用于提供输出电压；控制电路用以基于升降压变换电路输出电压反馈信号控制功率晶体管的导通程度与所述时钟信号的摆动幅度。具体地，可基于输出电压反馈信号与参考电压的差值控制功率晶体管的导通程度与时钟信号的摆动幅度，使输出电压跟随参考电压的变化而变化。
99.有关上述升降压变换电路的各个部分的具体组成，可参阅以上实施例中的相关介绍，这里不做赘述。
100.本发明还揭示一种电压变换方法，所述电压变换方法包括：
101.将线性电路与电荷泵电路耦接；以及
102.比较输出电压与参考电压，当输出电压大于参考电压时，控制所述线性电路的导通电阻升高，控制所述电荷泵电路的驱动时钟信号摆动幅度降低；当输出电压小于所述参考电压时，控制所述线性电路的导通电阻降低，控制所述电荷泵电路的驱动时钟信号的摆动幅度升高。
103.在本发明的一实施例中，通过运算放大器比较输出电压与参考电压的大小；运算放大器的正相输入端耦接输出电压(或其分压)，运算放大器的反相输入端耦接参考电压，从而比较得到输出电压与参考电压的大小。
104.有关上述方法的各个步骤的具体过程，可参阅以上有关电压变化电路的介绍。
105.开关电容变换器一般是用来升压的，本发明的电路可以实现升降压。在一种对比
实施例中，将线性电路ldo跟电荷泵电路charge pump结合时，控制方式为采用比较器去判断输入电压是否高于某阈值，根据是否高于某阈值选择两个独立的控制环路中的其中一个去控制 charge pump或ldo，这样就需要两个独立的控制环路去控制，控制难度较大；比如需要输出 12v，那么就去判断如果输入小于12v，就开启chargepump同时关闭ldo，如果输入电压大于 12v，就关闭chargepump同时开启ldo。相对比地，根据本发明实施例提出的电压变换电路结构是利用单个环路自己进行环路调整，不需要做输入电压判断。
106.综上所述，本发明提出的电压变换电路及方法以及升降压变换电路，无需电感即可实现升降压的过程，减小电路体积(该结构用到的外部元件可只有电容器c1、c2或全部在芯片内部集成)，降低产品成本。
107.同时，在本发明的一种实施方式中，集成一个mos管及辆个二极管的面积比原有方案集成四个开关管会占据比较小的芯片面积，芯片成本更低。另外本发明采用单环路控制，控制逻辑简单，复杂度低，可靠性更高。第五mos管m5、第六mos管m6、第七mos管m7的芯片面积和性能要求较开关管低很多。
108.此外，本发明电路需要较少的芯片管脚。在管脚资源紧张的应用场景下适合，如果所需要的功率更低，可以把c1和c2全部集成在芯片上，而原有的方案中电感无法跟现有的集成电路制造工艺集成，必须放在芯片外部。
109.以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
110.这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。