开关稳压器电路、现场设备及供电方法与流程

本发明涉及一种开关稳压器电路和具有开关稳压器电路的现场设备以及向现场设备供电的方法。

背景技术：

现场设备是自动化技术领域中的技术设备，其与生产过程直接相关。在自动化技术中，“现场”是指开关柜或控制室之外的区域。因此，现场设备可以是执行器(控制元件、阀门等)以及工厂和过程自动化中的传感器或测量换能器。

通常，测量换能器是一种根据固定关系将输入变量转换为输出变量的设备。英文术语“transmitter”也经常使用。在这方面，例如，将提到申请人的“liquilinemcm42”产品作为用于过程自动化应用中的ph/氧化还原、电导率或氧气测量的测量换能器的示例。

测量换能器可以被设计为具有4..20ma信号(根据diniec60381-1的电流信号)的两线测量换能器(也称为两线)。在这种系统中，以电流值编码的输出变量以模拟方式传输。在许多情况下，这些系统中还使用了根据hart标准的数字现场总线通信。

测量换能器包括一个或多个开关稳压器，用于向例如用于通信的电路、微控制器，或用于转发给连接到测量换能器的传感器的连接在开关稳压器下游的电路部件供电。

两线制变送器中的开关稳压器电路必须满足高效率的要求，特别是在故障电流为3.6ma、输入电压最小(例如，12v)、缺乏对hart现场总线的反馈、在控制较大的能量缓冲器时的操作期间的稳定性的情况下，以及在较大的输入电压范围(例如，12v至60v)的情况下以及在电源线中存在极强干扰信号的情况下。此外，必须有可能可靠地提取可用的过剩容量(overcapacity，例如，在30v操作电压和22ma回路电流下，必须能够提取比变送器电路实际消耗的功率更多的功率)。应该记住，变送器可能必须集成到爆炸保护概念中。

一个要求是，电源电路通常还必须向电路系统提供能量缓冲器，以便也能够至少短暂地支持不能从例如12v时3.6ma的能量预算中供应的操作模式，例如，在擦除闪存期间。

技术实现要素：

本发明基于提供克服现有技术的缺点的开关稳压器电路的任务。因此，开关稳压器电路将被设计为节能的，需要时本质上是安全的，并且将始终提供足够的功率，并且，需要时，还将为变送器电路提供用于瞬态峰值电流的能量缓冲器。

该任务借助于开关稳压器电路来实现，该开关稳压器电路包括：串联稳压器，其具有至少一个带有连接集电极、基极和发射极的调节晶体管，以及dc-dc转换器，特别是降压转换器，其连接在串联稳压器的下游，其中开关稳压器电路被设计成使得dc-dc转换器被调节到跨调节晶体管的恒定的集电极-发射极电压降；特别地，激活dc-dc转换器，从而导致恒定的集电极-发射极电压降。

通常，dc-dc转换器在本发明的申请上下文中用作使用线圈的集成电路。通常，这种转换器电路用于调节恒定输出电压的操作模式。为此，这种dc-dc转换器电路具有控制信号输入(电压反馈输入)，该控制信号输入经由在dc-dc转换器的输出上呈现的输出电压来反馈。因此，dc-dc转换器可以将输出电压调节为期望的恒定值。

在所谓的“磁滞转换器”中，调节发生在当在输出检测到欠压时，转换器被激活(且能量被传输到输出)，并且当超过目标值时(具有一定的迟滞)，稳压器被再次关闭。

然而，在本申请的情况下，dc-dc转换器以不同的方式连接，使得其偏离了其预期使用，并且未调节至恒定的输出电压，而是调节至跨被连接在dc-dc转换器的上游的串联稳压器的输入的恒定电压降。

为了dc-dc转换器设计的效率，必须考虑许多子组件。这尤其包括选择线圈及其相关的饱和电流、铁氧体材料以及在转换器操作中使用的工作电流。这些子组件必须相互匹配用于最佳效率，使得例如线圈中的励磁电流在效率方面取最佳值。在本申请的上下文中，术语“工作电流”是指引入线圈中的dc-dc转换器的设计。

串联稳压器中的晶体管(以下也称为调节晶体管)可以被设计为双极型晶体管或场效应晶体管(单极型晶体管)。为了本申请的目的，晶体管总是指双极晶体管或单极晶体管。因此，在场效应晶体管的情况下，基极应称为栅极，集电极应称为漏极，发射极应称为源极。

一个实施例提供：比较器，其中，比较器将跨调节晶体管的集电极-发射极的电压降与目标值进行比较，并且比较器的输出连接至dc-dc转换器的控制输入。

一个实施例提供：比较器，其具有两个输入，其中，一个输入连接到调节晶体管的集电极，另一个输入连接到调节晶体管的发射极；以及一个输出，比较器的输出连接到dc-dc转换器的控制输入。

其中，比较器将跨调节晶体管的电压降与目标值进行比较

一个实施例提供：微控制器，该微控制器指定集电极-发射极电压降的目标值并将其传递到比较器，并将集电极-发射极电压降的目标值与实际集电极-发射极电压降进行比较；特别是，从比较器的输入处的电压值中减去集电极-发射极电压降的目标值。

一个实施例提供，集电极-发射极电压降的目标值是可调整的。因此，dc-dc转换器在操作期间在两种操作模式之间切换以实现低功率和高可用功率。

一个实施例提供，dc-dc转换器的控制输入被设计为电压反馈控制输入。

一个实施例提供：连接在dc-dc转换器下游的电容器。

一个实施例提供：限压器，尤其是z二极管，其连接在dc-dc转换器的下游。

一个实施例提供，dc-dc转换器包括用于调整dc-dc转换器的最大工作电流的输入。

一个实施例提供：具有两个输入和一个输出的第二比较器，其中比较器将跨调节晶体管的电压降与第二目标值进行比较；以及能量提取电路，其中比较器的输出连接到能量提取电路。

一个实施例提供：具有两个输入和一个输出的第二比较器，其中一个输入连接到集电极，另一个输入连接到发射极；以及能量提取电路，其中比较器的输出连接到能量提取电路，并且第二比较器被设计成使得能量提取电路根据用于集电极-发射极电压降的第二标称电压来控制。

一个实施例提供，能量提取电路被设计为第二dc-dc转换器。

一个实施例提供，将串联稳压器设计为级联电路，即，使用具有两个调节晶体管的电路拓扑代替一个调节晶体管。

一个实施例提供，第一和/或第二比较器被设计为分立构造的差分放大器。

一个实施例提供，第一和/或第二dc-dc转换器被设计为磁滞转换器。

一个实施例提供，第一和/或第二dc-dc转换器具有输出电压的电流隔离。

该任务还通过现场设备，特别是测量换能器来实现，该现场设备包括如上所述的开关稳压器电路。

一个实施例提供，现场设备被设计为两导体的现场设备，特别是被设计为两导体的测量换能器。

该任务还通过一种用于向现场设备供电的方法来实现，该方法包括下述步骤：设置串联稳压器的集电极-发射极电压降的目标值；以及将dc-dc转换器，特别是降压转换器，调节到跨串联稳压器的恒定的集电极-发射极电压降，特别是激活dc-dc转换器，从而导致恒定的集电极-发射极电压降。

一个实施例提供，根据串联稳压器的基极或发射极中的电流来调整集电极-发射极的电压降。如果该电路用于两导体设备，则该电流对应于施加的电流，即，回路电流。

一个实施例提供，集电极-发射极的电压降取决于施加到串联稳压器的基极或发射极中的电流的信号。如果该电路用于两导体设备，则该信号对应于施加在回路电流上的模拟或数字信号，例如hart信号。

一个实施例提供下述步骤：将集电极-发射极电压降的目标值与实际集电极-发射极电压降进行比较，其中，特别是从比较器的输入处的电压值中减去目标值。

一个实施例提供下述步骤：根据串联稳压器的基极或发射极中的电流和/或根据施加到串联稳压器的基极的电流中的信号来调整dc-dc转换器处的最大输出电流。

一个实施例提供：根据集电极-发射极电压降的第二标称电压来控制能量提取电路。

一个实施例提供：通过dc-dc转换器对能量存储器进行充电。

一个实施例提供：限制跨dc-dc转换器的电压。

附图说明

参考以下附图对此进行更详细的说明。

图1示出了开关稳压器电路的框图。

图2示出了开关稳压器电路的实施例。

图3示出了开关稳压器电路的实施例。

图4示出了具有开关稳压器电路的变送器的实施例。

在附图中，相同的特征用相同的附图标记标识。

具体实施方式

开关稳压器电路1用在测量换能器100，特别是两线式测量换能器中。因此，经由两条线路对测量换能器100供应能量，并且通信也经由两条线路进行。这可以通过4..20ma以模拟方式进行，也可以借助于hart信号以数字方式进行。如果通信以模拟方式进行，则供应电流；出于本申请的目的，此电流由“iloop”表示。两导体的两条线路之一在图中表示为“in”。

图1示出了创造性想法的框图；图2至图4示出了实施例。

首先，将参考图1讨论图2。

开关稳压器电路1首先包括串联稳压器2，该串联稳压器2连接到输入in。在图2中，串联稳压器2被设计为双极晶体管t，具体地被设计为pnp晶体管。npn晶体管也是可能的。这三个连接是集电极c、基极b和发射极e。也称为回路电流iloop的用于通信的电流流入基极b。晶体管t也可以设计成场效应晶体管(单极晶体管)。为了本申请的目的，晶体管总是可替代地指代双极晶体管或单极晶体管。因此，在场效应晶体管的情况下，基极b被称为栅极，集电极c被称为漏极，发射极e被称为源极。

集电极-发射极电压降uce被馈送到比较器4的输入。电路1还包括微控制器5；在微控制器5中定义了用于集电极-发射极电压降的目标值uce_soll。该目标值uce_soll也被馈送到比较器4。目标值uce_soll被馈送到比较器的输入并且从此处呈现的电压值中减去目标值uce_soll，在图2中，从发射极e处的电压中减去目标值uce_soll。因此，比较器4将集电极c处的电压与发射极e处的电压和目标值之间的差进行比较。还可以从集电极c的电压值中减去目标值。

电压降的目标值uce_soll取决于回路电流iloop以及此时是否正借助于hart进行数字通信。如果回路电流高，则调整相应较大的电压降。如果此时正在进行数字通信，则还定义较高的目标值。切换可以替代地经由评估调节晶体管的基极电流或经由单独的控制信号来进行，如可以由微控制器生成。

dc-dc转换器3连接在串联稳压器2的下游，其中，在该示例中，集电极c连接到dc-dc转换器3的输入。dc-dc转换器3被设计为降压转换器。

比较器4的输出连接到dc-dc转换器3的控制输入3-s。dc-dc转换器3被调节为恒定的集电极-发射极电压降。换句话说，dc-dc转换器3以导致恒定的集电极-发射极电压降uce的方式被激活。在这种情况下，dc-dc转换器3的反馈控制输入可以用于激活。反馈控制输入在数据表中通常称为“fb”。通常，经由该输入来调整输出电压，但是，在当前情况下，它用于控制，以便还减少dc-dc转换器的启动时间。

dc-dc转换器3包括输入3-i，可以使用该输入3-i设置转换器3的最大工作电流，以便例如针对具有给定饱和电流的线圈优化转换器的效率。通过参数化由转换器电路施加到线圈中的电流ipeak来执行控制。例如，微控制器5可以可选地经由分压器来设置该值。随着输出电流的增大，能量存储器c可以更快地充电，请参见下文。

在低工作电流的情况下，因为例如减少了线圈中的再磁化损耗，所以可以提高效率。但是，如果工作电流太低，则无法在dc-dc转换器3的输入提取串联稳压器的稳定操作所需的最小功率。如果dc-dc转换器3没有从串联稳压器获得足够的能量，则电压降uce减小，因此要调整的标称电流或电流回路中的数字hart信号可能会失真。dc-dc转换器3的增加的输出电流防止了这种情况，因为dc-dc转换器3在串联稳压器的输出处提取了相应增加的输入电流。在回路电流增加的情况下，可以选择性地放弃效率的优化，因为在更高的电流下总体上可获得可用于操作的更高功率。

一个或多个电容器c连接在dc-dc转换器3的下游。一方面，它们用于稳定dc-dc转换器的下游的电压并补偿任何电压波动。另一方面，电容器c用作随后的电路部件的能量存储器，在这里用参考符号6标记。这些电路部件可以是例如上述微控制器5、用于执行和激活hart信号、用于任何连接的显示器、无线通信(例如，蓝牙)、或用于向连接到测量换能器100的一个或多个传感器或闪存供电的电路部件。

一个或多个电容器(在图4中被表示为cfilter)被连接在dc-dc转换器3和串联稳压器2之间；它们在下面也被称为滤波电容器。它们用于稳定dc-dc转换器上游的电压并补偿在开关操作期间由dc-dc转换器3生成的任何电压波动，并且可能将干扰或干扰信号耦合到电流回路中。

dc-dc转换器3的下游连接到限压器z的一个或多个电路部件，例如，一个或多个z二极管。

限压器z和能量储存器c并联连接。

串联稳压器2可以在级联电路中实现。在这种情况下，级联电路包括两个串联连接的晶体管，其中一个在发射极电路中操作，另一个在基极电路中操作。

图3示出了一个实施例，其中下面仅讨论与图2中的实施例的不同之处。

电路1包括与比较器4并联连接的第二比较器14，即，集电极c和发射极e处的电压被馈送到其输入。微控制器5定义了用于集电极-发射极电压降的第二标称电压uce_soll2。第二标称电压uce_soll2不同于第一标称电压uce_soll。第二标称电压uce_soll2有利地较低。该第二目标值uce_soll2也被馈送到第二比较器14。目标值uce_soll2被馈送到第二比较器14的输入，并且从该处呈现的电压值中减去目标值uce_soll2，在图3中，从集电极c处的电压中减去目标值uce_soll2。因此，第二比较器14将发射极e处的电压与集电极c处的电压和第二目标值uce_soll2之间的差进行比较。也可以从发射极e的电压值中减去目标值uce_soll2。

因此，产生一种旁路，其中，在输入处未被dc-dc转换器3消耗的多余能量被释放到能量存储器c中。

电压降的第二目标值uce_soll2取决于串联稳压器2中的调节晶体管t的饱和电流并且有利地小于目标值uce_soll。旁路的任务是例如在电流回路的电压波动时迅速使滤波电容器充分放电。如果例如呈现在串联稳压器2的输入处的外部供应的电压大大下降，则跨串联稳压器2的电压降同时下降，并且开关稳压器电路1可能不再能够重新调整所期望回路电流。因此，要在滤波电容器处提取大量电荷(即，必须流过大电流)，以恢复所需的跨串联稳压器的电压降。具有其线圈和工作电流的效率优化的第一dc-dc转换器3可能不能提取足够高的电流，特别是如果将其调整为非常低的工作电流。该功能由旁路承担，旁路本身被设计为dc-dc稳压器13，但工作电流明显更高，效率可能相当差。

该操作情况(外部供电电压的波动)还表明，在串联稳压器2的输出处使用滤波电容器给功率需求增加的操作模式的能量存储带来明显的不利影响，因为该能量存储器必须非常快地(通过旁路)放电，然后存储在其中的能量就会丢失。

能量存储器仅放置在dc-dc转换器3的下游。在dc-dc转换器3的输出处使用电容器c作为能量存储器的强制性前提条件是必须以可变电压操作，因为能量只能在放电(电压下降)期间在该处提取。仅当dc-dc转换器3偏离正常操作模式操作且没有调节到恒定的输出电压时，才有可能这样做。

在现有技术中习惯上将能量存储电容器直接放置在串联稳压器2的下游(在本申请的应用术语中，在“滤波电容器”处)。相反，从滤波电容器中提取能量(直接在串联稳压器的输出)增加在放电期间跨调节晶体管t的电压降uce，因此导致线性稳压器2中的电压值增加和损耗增加，恰恰是在充电操作中的能量预算特别关键的情况下。

因此，当功率被瞬时提取之后对能量存储器进行再充电时，将dc-dc转换器3调节到恒定电压降uce也优化为更好的效率。

在实践中，只有利用安装了能够在非常精确的时间点打开和关闭开关晶体管的所谓的“同步整流器”的集成电路，才有可能在12v时约3.6ma的功率范围内优化dc-dc转换器的效率。通常，市场上可得到的商业组件均设计用于持续调节的输出电压。为此，集成电路具有电压反馈输入，该电压反馈输入被设计为使得输出电压连接到此处(可能经由分压器)。

通过将例如由比较器4基于跨串联稳压器的集电极-发射极电压降uce的测量状态而生成的控制信号而不是dc-dc转换器3的输出电压连接到电压反馈输入，这样的开关稳压器偏离了它们的预期使用。在实践中，这种从预期使用的偏离尤其在所谓的“迟滞dc-dc稳压器”中是有效的，该稳压器具有带有两个内部阈值的电压反馈输入。首先，这种稳压器可以在12v/3.6ma的操作点上获得特别好的效率。其次，可以在开关稳压器中将此类稳压器动态调整为可变工作电流ipeak(例如，经由用于连接外部电阻器以进行参数设置的引脚)。第三，这种类型的稳压器经由电压反馈输入处的迟滞阈值以准数字操作模式操作，该操作模式可由比较器控制。

因此，不需要为该应用开发特殊的集成电路。相反，具有电压反馈输入的市售标准组件的非预期使用是成功的。

能量提取电路13连接在串联稳压器2的下游。能量提取电路13与dc-dc转换器3并联连接。能量提取电路13例如设计为第二dc-dc转换器。在一个实施例中，能量提取电路13被设计为具有两个双极型晶体管的达林顿管。在图3的示例中，集电极c连接至能量提取电路的输入，并且滤波电容器13连接于此。

像dc-dc转换器3，能量提取电路13的输出连接到限压器z或能量存储器c.

第一比较器4和/或第二比较器14可以被设计为分立构造的差分放大器。

作为能量提取电路的设计的第一dc-dc转换器3和/或第二dc-dc转换器13可以被设计为磁滞转换器。期望的磁滞可以例如经由反馈电阻从比较器的输出到比较器的非反相输入进行调整。

作为能量提取电路的设计的第一dc-dc转换器3和/或第二dc-dc转换器13可以具有电流隔离。

下面参考图4。

至少一个另外的dc-dc转换器200连接到dc-dc转换器的下游，该dc-dc转换器200例如为微控制器201或另一电路供电。在这种情况下，有可能从能量存储电容器c短暂地提取一定量的能量，并且在该过程中，将这样的能量存储电容器c放电至一定程度。因为dc-dc转换器3不再在输出(即，在电容器c处)被调节为恒定电压，而是在串联稳压器处被调节为恒定电压uce，所以这种操作模式是可能的。因此，要求保护的电路拓扑使得能够安装大的能量存储器。

电容器c处的电压限制措施的并联连接实现与功能电压相同的从安全的角度要保证的额定电压，因为电压限制二极管在功能上还承担了在必要时释放系统中多余电力的功能。在这种情况下，仅当能量存储电容器c已经充满电时才释放多余的电力。

在可用功率较低的情况下，电容器处及由此齐纳二极管处的电压降低。同时，在这种低功率情况下，减少了否则经常会在限制齐纳二极管处产生强烈干扰的泄漏电流。因此，可以设计齐纳二极管，使得功能电压和与安全相关的保证峰值电压彼此接近。这简化了变送器电路的本质安全设计，因为例如因此可以使用较小尺寸的限制组件。

dc-dc转换器电路的优点在于，在每种情况下，串联稳压器可以在最小电压降uce下操作，这对于正常工作是不可避免的，并且因此在串联稳压器中仅使用绝对最小的能量。如果例如在例如，>10ma的较高的回路电流的情况下需要较高的电压降uce，则在比较器处增加相关的目标电压降。在回路电流较小的情况下，也可以使用较小的uce值工作而不损害线性稳压器的功能。这利用了调节晶体管的特性，即，在低电流的情况下，uce饱和电压明显低于高电流的情况。

如果使用数字hart通信，则可能还需要更高的uce电压，因为必须更快速或更精确地调节回路电流。因此，可以在hart通信操作的必要持续时间内增加uce电压。这很重要，因为在hart操作情况下，实际上仅在一部分操作时间内发送数据。

如果在系统中使用微控制器，则它知道在电流回路中调整的电流i_loop，因为它通常经由控制信号，例如经由控制信号203配置串联稳压器，基于该信号调整调节晶体管中的基极电流。微控制器可以经由控制信号来指定dc-dc转换器的各自匹配的uce标称电压。这同样适用于在hart操作的情况下可能已经执行的uce标称电压的升高。

可替代地，uce标称电压也可以在没有微控制器的单独控制信号的情况下例如基于调节晶体管中的基极电流经由模拟调节来改变。

对于具有给定饱和电流的线圈，dc-dc转换器3的效率取决于所选择的电流ipeak，dc-dc转换器的存储电感通过最高达ipeak的电流提供。在12v/3.6ma的临界情况下，低电流ipeak是有利的。在较高的调整后的电流和/或较高的输入电压的情况下，较高的ipeak是有利的，以便例如更快地对能量存储器c充电或在dc-dc转换器的输入处的滤波电容器处提取更多电流。通常，为参数化而集成的开关稳压器ic具有控制输入204。标称电流经由集成的dc-dc转换器电路的相应引脚经由合适的电阻器进行调整。大电阻器(或开路引脚)例如对应于高工作电流，而小电阻器(连接至gnd的引脚)例如对应于较低工作电流。

该调整根据操作情况而动态变化，以便根据操作模式将电路调整到最佳效率或在串联稳压器处提取的足够高的功率。为此，例如，使用晶体管或微控制器的相应引脚在开路浮置和短路至gnd之间来回切换，并因此发生在一方面最小ipeak(更好的效率、低可提取功率)和最大工作电流ipeak(更差的效率，更多可提取功率)之间的切换。例如，如果超过了例如10ma的回路电流的某个阈值，则作为串联稳压器203的控制线上的输出。

因此，在较高的回路电流时，可以避免旁路电路或第二dc-dc转换器13的接合，因为第一dc-dc转换器3已经可以在串联稳压器处提取例如>10ma的回路电流所需的功率量。这样可以优化整体效率。

在这种情况下，可以利用以下事实，即，微控制器通常具有关于当前操作情况的知识，以及经由通过微控制器执行的串联稳压器的参数化来分别优化dc-dc转换器的工作电流的调整。

为了评估跨串联稳压器的电压降以及用于馈入dc-dc稳压器ic的电压反馈输入的比较器中相应的控制信号的生成，需要精确测量跨调节晶体管的电压降。例如，集电极和发射极在例如+12v、+30v或+60v的正电源电压范围内的直流电压电平下操作。但是，传统的低功率比较器设计用于例如1.8v或+3.3v的操作电压。因此，精确测量高电压或高电压中的细微差异可能需要使用精密电阻，将输入电压调整到允许的电平范围。这限制了准确性并增加了组件成本。然而，用于例如+30v的电压的常规商用比较器ic通常不具有本申请中所需的低电流消耗。

分立构造的差分放大器用于评估电压差uce。图4示出了这样的实施例的示例。设计该电路以使其优化用于在比较器的高输入电压下操作，例如，通过使用共发射极拓扑中的两个npn晶体管204、205作为差分放大器，其中各个基极连接被连接到要比较的两个电压。考虑到高输入电压，在两个基极连接处使用附加的耐压整流二极管216、217是有利的，因为常规晶体管的基极-发射极二极管不被设计用于反向电压，例如，30v或60v，例如，这在电路启动期间可能会发生。在这种情况下，uce标称电压可以经由连接到调节晶体管的发射极的电阻链和恒定电流源212生成，恒定电流源212例如可以由微控制器经由控制线213进行参数化。这避免了使用传统的低电压比较器时所需要的精密电阻的使用。

图4以概图示出了图2的特定实施例。

在这种情况下，串联稳压器晶体管t由级联电路中的两个晶体管206、207的串联实现。主调节晶体管206从稳压器电路接收基极电流，该基极电流基于跨分流电阻器209的电压降来调节，使得电流回路中的回路电流i_loop呈现控制信号203中由微控制器201编码的目标值。

在该示例性实施例中，级联晶体管207的基极由恒定电压源210供应，该级联晶体管207提供了主调节晶体管206的恒定操作点。本发明的主要目的是保持跨串联稳压器的电压损耗尽可能小，即，以最小的uce值操作。在这种背景下，第一眼看时使用具有两个晶体管206、207的级联级显得适得其反，因为现在它们每个都需要一定的电压降才能正常工作。然而，与直觉相反，在实践中，使用第二晶体管207工作是有利的，该第二晶体管的基极相对于晶体管206的发射极处的电压具有基本恒定的值。本发明基于以下发现：该拓扑也可以用于每单个晶体管uce值相当小的情况，而不会由于开关稳压器ic214耦合到电流回路而产生干扰信号。当使用单个晶体管时，将需要不成比例的大uce值，以便经由所谓的“米勒”电容补偿从集电极到晶体管206的基极的干扰信号的耦合。因此，在回路电流i_loop为3.6ma时(这时功率预算尤为关键)，对于两个晶体管，级联级允许以较小的电压降操作，例如，uce＝0.4v。但是，重要的是，在较高的回路电流(例如，20ma)的情况下，必要时增加电压降，因为由于晶体管中的饱和电压，在增加电流i_loop时，可能只能通过例如uce＝0.7v的电压降来确保电路的正常工作。

滤波电容器c_filter位于串联稳压器的输出处，其同时缓冲dc-dc稳压器电路214的输入电压。dc-dc转换器包括线圈l和输出电容器c。齐纳二极管z与输出电容器c并联连接。

在这种情况下，本申请的含义内的电压降uce来自跨两个晶体管206、207的电压降的和。电压降uce_soll的目标值在此经由可参数化的恒流源212通过控制输入213进行控制，控制输入213由微控制器201控制，以改变目标电压降uce_soll。通过改变调整后的恒定电流，可以控制在电阻器211处下降的电压uce_soll。电阻器211处的电压被切换到分立实现的比较器的第一输入204，而串联稳压器的输出处的电压被切换到第二输入205。

在示例性实施例中，分立实现的比较器14的输出连接到开关稳压器ic214的控制输入fb(3s)。来自微控制器的信号经由控制线204连接到开关稳压器ic214，以便调整线圈l中的峰值电流ipeak。微控制器从第二dc-dc转换器200供电，从而跨存储电容器c的电压可以变化而不会损害系统功能。

为了清楚起见，在图4中仅示出了一个dc-dc转换器。可以使用类似的分立差分放大器/比较器来实现效率较低但峰值电流较高的第二dc-dc转换器的电路拓扑，以使滤波电容器c_filter放电。

在一个实施例中，除了电流源212之外，与uce目标值类似，也取决于回路电流和操作情况(是否激活hart)将级联级的电压源210调整为更高或更低的电压。

附图标记列表

1开关稳压器电路

2串联稳压器

3dc-dc转换器

3-s3的控制输入

3-i3的电流控制输入

4比较器

5微控制器

6其他电路部件

13dc-dc转换器

13-s13的控制输入

14比较器

c电容器

z限压器

t晶体管

b基极

e发射极

c集电极

i_peak线圈l中3的最大可调整工作电流

i_loop回路电流

in输入

uce集电极-发射极电压降

uce_soll集电极-发射极电压降的目标值

uce_soll2集电极-发射极电压降的第二目标值

100现场设备

206串联稳压器中的调节晶体管

207串联稳压器中的级联晶体管

213可参数化的恒定电流源

214集成开关稳压器电路

ldc-dc转换器3的线圈

204用于参数化线圈l中的峰值电流的控制线

200电压供应电路

216、217比较器的输入处的保护二极管

204、205、215比较器的分立实施例中的晶体管

210级联晶体管的操作点调整电路

208串联稳压器的控制电路

209串联稳压器的分流电阻器

203用于参数化串联稳压器中的回路电流的控制信号

c_filter串联稳压器的输出和dc-dc转换器3的输入处的电容器