低压差线性稳压器的制作方法

本发明关于一种稳压器，特别是关于一种低压差线性稳压器。

背景技术：

一般来说，低压差(lowdropout,ldo)稳压器(regulator)因具有低噪声、低成本等优点，目前已广泛地应用在各种电子产品中。低压差稳压器可提供稳定的输出电压而可作为其他电路的电源电路。举例来说，低压差稳压器可用来提供内存芯片操作时的直流电压。

然而，低压差稳压器的输出电压可能因负载电路运作异常或电源电压的异常而不稳定或不可预测。另外，在传统低压差稳压器的设计上，低压差稳压器的输入输出电压差较大，且带宽会随着负载变化，使得低压差稳压器难以达到高的带宽。并且，由于低压差稳压器无法达到高带宽的效果，低压差稳压器的负载的变化会影响低压差稳压器的响应速度，亦即降低低压差稳压器的响应速度。因此，低压差稳压器仍有改善的空间。

技术实现要素：

本发明在于提供一种低压差线性稳压器，藉以达到降低输入输出电压差、使带宽不随负载变化、提高带宽、加快响应速度、减少过冲(overshoot)及改良电源电压抑制比的效果。

本发明提供一种低压差线性稳压器，包括误差放大电路、输出级电路与负载单元。误差放大电路接收参考电压信号与反馈电压信号，并对参考电压信号与反馈电压信号间的电压差进行放大，以产生放大电压信号。输出级电路耦接误差放大电路，接收放大电压信号，依据放大电压信号产生输出电压信号，依据输出电压信号产生反馈电压信号。负载单元耦接输出级电路，以接收输出电压信号。

本发明所公开的低压差线性稳压器，可有效地满足降低输入输出电压差、使带宽不随负载变化、提高带宽、加快响应速度、减小过冲(overshoot)及改良电源电压抑制比的需求。

附图说明

图1为依据本发明的一实施例的低压差线性稳压器的示意图。

图2为依据本发明的一实施例的低压差线性稳压器的示意图。

图3为依据本发明的另一实施例的低压差线性稳压器的示意图。

图4为依据图3的实施例所述的开环增益计算示意图。

图5a-图5f分别为依据本发明的一实施例的在负载电容固定及负载信号的电流值改变的情况下，低压差线性稳压器的回路增益及相位裕度的波形图。

图6a-图6b分别为依据本发明的一实施例的在负载电容改变及负载电流单元的电流值固定的情况下，低压差线性稳压器的回路增益及相位裕度的波形图。

图7a-图7c分别为依据本发明的一实施例的负载电流单元的电流值有突变的情况下，低压差线性稳压器的输出电压信号的波形图。

具体实施方式

在以下所列举的各实施例中，将以相同的标号代表相同或相似的组件或组件。

图1为依据本发明的一实施例的低压差线性稳压器的示意图。请参考图1，本实施例的低压差线性稳压器100包括误差放大电路110、输出级电路120与负载单元130。

误差放大电路110包括误差放大器111以及补偿电容c。误差放大器111具有同相输入端，反相输入端以及输出端。误差放大器111的同相输入端(+端)接收参考电压信号vref，运算放大器的反相输入端(-端)接收反馈电压信号vfb，以放大参考电压信号vref与反馈电压信号vfb间的电压差，并经由输出端将该放大的电压差输出至输出级电路120。电容c可以视作是运算放大器111的补偿电容。

输出级电路120包括p型晶体管m1，第一电阻r1以及第二电阻r2。p型晶体管m1的栅极耦接运算放大电路110的输出端，p型晶体管m1的源极耦接电源电压vdd，p型晶体管m1的漏极耦接第一电阻r1的第一端并产生输出电压vout。第一电阻r1的第二端耦接运算放大器111的反相输入端，第二电阻r2的第一端，并产生反馈电压信号vfb。第二电阻r2的第二端耦接接地电压gnd。

负载单元130包括负载电容cl以及负载电流单元131。负载电容cl的第一端耦接第一电阻r1的第一端，负载电容cl的第二端耦接接地电压gnd。负载电流单元131的第一端耦接第一电阻r1的第一端，负载电流单元131的第二端耦接接地电压gnd，负载电流单元131的电流是由负载电流单元131的第一端流向第二端。

如图1所示，误差放大器111用于放大参考电压信号vref与反馈电压信号vfb间的电压差，p型晶体管m1在放大的电压差的控制下增大或减小电流以控制输出电压vout的大小，为负载电容cl充放电，使输出电压vout维持稳定。具体地，当输出电压vout增大，则误差放大器111输出的放大的电压差增大，使得p型晶体管m1的电流减小，使输出电压vout减小；当输出电压vout减小，则误差放大器111输出的放大的电压差减小，使p型晶体管m1的电流增大，使输出电压vout增大。但当负载电流单元131的电流发生较大的变化，或者电源电压vdd下降幅度较大，将影响到低压差线性稳压器100的稳定性。

图2为依据本发明的一实施例的低压差线性稳压器的示意图。请参考图2，本实施例的低压差线性稳压器200包括误差放大电路210、输出级电路220与负载单元230。

误差放大电路210包括误差放大器211，误差放大器211的反相输入端接收参考电压信号vref，误差放大器211的同相输入端接收反馈电压信号vfb，以放大参考电压信号vref与反馈电压信号vfb间的电压差，并经由输出端将该放大的电压差输出至输出级电路220。

输出级电路220包括n型晶体管m2，第三电阻r3以及第四电阻r4。n型晶体管m2的栅极耦接误差放大电路210的输出端以接收该放大的电压差，n型晶体管m2的漏极耦接电源电压vdd，n型晶体管m2的源极耦接第三电阻r3的第一端并产生输出电压vout。第三电阻r3的第二端耦接运算放大器211的反相输入端，第四电阻r4的第一端，并产生反馈电压信号vfb。第四电阻r4的第二端耦接接地电压gnd。

负载单元230包括负载电容cl以及负载电流单元231。负载电容cl的第一端耦接第三电阻r3的第一端，负载电容cl的第二端耦接接地电压gnd。负载电流源231的第一端耦接第三电阻r3的第一端，负载电流源231的第二端耦接接地电压gnd，负载电流单元231的电流是由负载电流单元231的第一端流向第二端。

其中，误差放大器211用于放大参考电压信号vref与反馈电压信号vfb间的电压差，n型晶体管m2在放大的电压差的控制下增大或减小电流以控制输出电压vout的大小，为负载电容cl充放电，维持输出电压vout的稳定。具体地，当输出电压vout增大，则误差放大器211输出的放大的电压差增大，使得n型晶体管m2的电流减小，使输出电压vout减小；当输出电压vout减小，则误差放大器211输出的放大的电压差减小，使n型晶体管m2的电流增大，使输出电压vout增大。

一般而言，图1，图2所示的低压差线性稳压器并不能做到电源电压vdd与输出电压vout间的超低电压差，且图1，图2所示的低压差线性稳压器的稳定性及带宽(工作频率)皆为负载单元130或230所限制，直接影响到负载变化时的响应速度。

图3为依据本发明的另一实施例的低压差线性稳压器的示意图。请参考图3，本实施例的低压差线性稳压器300包括误差放大电路310、输出级电路320与负载单元330。

误差放大电路310包括误差放大器311以及补偿电容c，误差放大器311具有第一输入端(例如同相输入端)、第二输入端(例如反相输入端)与输出端，误差放大器311的第一输入端接收参考电压信号vref，误差放大器311的第二输入端接收反馈电压信号vfb，误差放大器311对参考电压信号vref以及反馈电压信号vfb间的电压差进行放大，并由误差放大器311的输出端输出放大的电压差vcom。补偿电容c的一端耦接误差放大器311的输出端，补偿电容c的另一端耦接接地电压gnd。根据本发明一实施例，补偿电容c为误差放大器311的补偿电容。

输出级电路320包括p型晶体管m3、p型晶体管m4与电流源单元321。p型晶体管m3的源极耦接电源电压vdd，p型晶体管m3的栅极耦接p型晶体管m4的漏极，p型晶体管m3的漏极耦接p型晶体管m4的源极以及误差放大器311的反相输入端。p型晶体管m4的源极耦接p型晶体管m3的漏极以及误差放大器311的反相输入端，p型晶体管m4的栅极耦接误差放大器311的输出端以接收放大的电压差vcom，p型晶体管m4的漏极耦接电流源单元321的第一端。电流源单元321的第二端耦接接地电压gnd，且电流源单元321的电流是由电流源单元321的第一端流向第二端。其中，于p型晶体管m3的漏极以及p型晶体管m4的源极产生输出电压vout，并将输出电压vout直接作为反馈电压信号vfb反馈至误差放大器311的反相输入端。

负载单元330包括负载电容cl以及负载电流单元331。负载电容cl的第一端耦接p型晶体管m3的漏极以及p型晶体管m4的源极以接收输出电压vout，负载电容cl的第二端耦接接地电压gnd。负载电流单元331的第一端耦接p型晶体管m3的漏极以及p型晶体管m4的源极以接收输出电压vout，负载电流单元331的第二端耦接接地电压gnd，负载电流单元331的电流是由负载电流单元331的第一端流向第二端。

根据本发明一实施例，误差放大器311选用高增益的运算放大器，从而容许反馈电压信号vfb和参考电压信号vref相等。

根据本发明一实施例，输出级电路320包括的p型晶体管m4可以视作源极跟随器，而使输出电压vout可以跟住放大的电压差vcom的变化。具体地，是以p型晶体管m4的栅极作为源极跟随器的输入端耦接误差放大器311的输出端以接收放大的电压差vcom，以p型晶体管m4的源极作为源极跟随器的输出端产生输出电压vout。因此在将输出电压vout作为反馈电压信号vfb输出至误差放大器311的反相输入端的情况下，当负载电流单元331的电流变大，而输出电压vout，即反馈电压信号vfb变小时，误差放大器310的反相输入端接收的反馈电压信号vfb低于正相输入端接收的vref，会使放大的电压差vcom变大，而后通过p型晶体管m4的作用，使输出电压vout随放大的电压差vcom一起变大，从而使输出电压vout能够和反馈电压信号vref保持相等。当负载电流单元331的电流变小，而输出电压vout变大，即反馈电压信号vfb变大时，误差放大器310的反相输入端接收的反馈电压信号vfb高于正相输入端接收的vref，而使放大的电压差vcom变小，而后通过p型晶体管m4的作用，使得输出电压vout随放大的电压差vcom一起变小，而使输出电压vout始终和反馈电压信号vref相等。所以不管负载电流，亦即负载电流单元331的电流如何变化，通过误差放大器311和源级跟随器可以使输出电压vout保持和参考电压信号vref相等。

根据本发明一实施例，以电流源单元321作为恒定电流源，以为p型晶体管m4提供恒定的电流信号，亦即为p型晶体管m4提供固定电流值的电流信号，使得流经p型晶体管m4的电流保持恒定且为电流源单元321的电流，使p型晶体管m4工作在饱和区，从而使输出电压vout的电位保持稳定，且使p型晶体管m4的工作状态不会随负载电流单元331的电流变化而变化。

根据本发明一实施例，以p型晶体管m3作为缓冲晶体管，以承受电源电压vdd的电压变化以及负载电流单元331的电流变化。p型晶体管m3的源极耦接电源电压vdd，p型晶体管m3的栅极耦接p型晶体管m4的漏极以及电流源单元321的第一端以形成负反馈，使p型晶体管m3的栅极的电压稳定，因而p型晶体管m3可以承受电源电压vdd的变化，但可能工作在饱和区或线性区。一般而言，p型晶体管m3工作在饱和区，能承受负载电流单元331的电流变化，但由于p型晶体管m4，电流源单元321以及误差放大器311的作用，使得即使p型晶体管m3工作在线性区，也能承受负载电流单元331的电流变化，而使无论负载电流单元331的电流以及电源电压vdd如何变化，输出电压vout始终维持稳定，使得本申请所述的低压差线性稳压器300可以正常工作。

具体地，是因为藉由输出级电路320，可以使输出电压信号vout对应的次极点远离放大电压信号vcom对应的主极点。也就是说，通过输出级电路320，可以在频域上使输出电压信号vout对应的次极点远离放大的电压差vcom对应的主极点，亦即在频域上，使输出电压信号vout对应的次极点所在的频率远离放大电压信号vcom对应的主极点所在的频率，以下将结合图4对此进行分析。

图4为依据图3的实施例所述的开环增益计算示意图。请参考图4，为方便计算，首先将p型晶体管m4的栅极视作耦接交流地，将p型晶体管m3的栅极视作耦接偏置电压vt，并设电流源单元321的等效电阻为r1。

节点y的开环电阻ryol可以计算如下：

ryol＝r1//(gm1*ro1*ro2)(1)

其中，r1为电流源单元321的恒定电流源的等效电阻，gm1为p型晶体管m4的跨导(transconductance)，ro1为p型晶体管m4的输出电阻，ro2为p型晶体管m3的输出电阻。

输出级电路320的开环增益aol可以计算如下：

aol＝-gm2*ryol＝-gm2*[r1//(gm1*ro1*ro2)](2)

其中，aol为输出级电路320的开环增益，gm2为p型晶体管m3的跨导，ryol为节点y的开环电阻，r1为电流源单元321的等效电阻，gm1为p型晶体管m4的跨导，ro1为p型晶体管m4的输出电阻，ro2为p型晶体管m3的输出电阻。

忽略对开环电阻rxol影响较小的分量，节点x的开环电阻rxol可以计算如下：

rxol≈(1+r1/ro1)/gm1//ro2(3)

其中，rxol为节点x的开环电阻，r1为电流源单元321的恒定电流源的等效电阻，ro1为p型晶体管m4的输出电阻，gm1为p型晶体管m4的跨导，ro2为p型晶体管m3的输出电阻。

节点x的闭环电阻rxcl则可以计算如下：

rxcl＝rxol/(1+|aol|)(4)

其中，rxcl为节点x的闭环电阻，rxol为节点x的开环电阻，aol为输出级电路320的开环增益。

根据本发明一实施例，电流源单元321所提供的恒定电流是通过电流镜镜像而来，所以电流源单元321的等效电阻r1和p型晶体管m4的输出电阻ro1可以视为近似相等，亦即r1≈ro1，结合计算式(2)，计算式(3)以及计算式(4)，节点x的闭环电阻可以计算如下：

rxcl＝2/(gm1*gm2*ro1)(5)

由此可知，去除了电流源单元321的影响，电压信号vout的输出节点x的闭环电阻rxcl的电阻值大小是由gm1*gm2*ro1的大小决定，因为p型晶体管m4工作在饱和区，输出电阻ro1的值一般为几百千欧以上，可以使无论p型晶体管m3工作在饱和区或线性区，gm1*gm2*ro1均可以保持在一定的数量级，例如几千，以使输出级电路320的闭环输出电阻rxcl的电阻值很小。

对图3的低压差线性稳压器300而言，线性稳压器300的主极点在误差放大器311的输出端，该主极点对应于放大的电压差vcom，而在输出级电路320的输出端存在一个次极点，该次极点对应于输出电压信号vout。由上述推导得知节点x(对应输出电压信号vout)的闭环电阻rxcl的电阻值很小，因此，即使负载单元330的负载电容cl的电容值很大，通过本实施例的低压差线性稳压器300的输出级电路320，可以在频域上将输出级电路320的输出端的次极点推开，使该次极点所在的频率远离主极点所在的频率，从而不影响回路的稳定性。

当负载单元330的负载电流单元331的电流产生变化时，流过p型晶体管m3的电流也会随之变化，但流过p型晶体管m4的电流是恒定的，因此p型晶体管m4的工作状态不会发生改变，p型晶体管m4始终能够工作在饱和区。即使因为电源电压vdd的降低使p型晶体管m3偶然工作在线性区，只要p型晶体管m4工作在饱和区，计算式(1)～计算式(5)依然成立。也就是说，输出级电路320所示的回路的带宽和稳定性不会随负载电流单元331的电流变化而发生改变。如此一来，可有效地降低电源电压vdd与输出电压vout间的电压差、使得低压差线性稳压器300的带宽不随负载变化，以满足提高带宽、加快响应速度、减小过冲(overshoot)的需求，而带宽的提高，也会使电源抑制比更好。

图5a-图5f分别为依据本发明的一实施例的在负载电容固定及负载信号的电流值改变的情况下，低压差线性稳压器的回路增益(loopgain)及相位裕度(phasemargin)的波形图。请参考图5a-图5f，固定负载电容cl的电容值，例如固定负载电容cl的电容值为20pf，改变负载电流单元331的负载信号的电流值，例如在某一时长，例如1ns内，以2ma为步长，将负载电流单元331的负载信号的电流值由8ma改变至40ma。

在图5a、图5d中，电源电压vdd的电压值例如为0.8v。在图5b、图5e中，电源电压vdd的电压值例如为1v。在图5c、图5f中，电源电压vdd的电压值例如为1.3v。由图5a、图5b、图5c可以看出，在该三种电源电压vdd下，在某一时长，例如1ns内，以2ma为步长，将负载电流单元331的负载电流从8ma上升到40ma，低压差线性稳压器300的回路增益曲线间没有明显区别。例如由图5a可以看出，在0.8v电源电压vdd下，在某一时长，例如1ns内，以2ma为步长，将负载电流单元331的负载电流从8ma上升到40ma，低压差线性稳压器300的回路增益曲线间没有明显区别。同样地，由图5d、图5e、图5f、可以看出在该三种电源电压vdd下，在某一时长，例如1ns内，以2ma为步长，将负载电流单元331的负载电流从8ma上升到40ma，低压差线性稳压器300的相位裕度曲线间没有明显区别。例如由图5d可以看出，在0.8v电源电压vdd下，在某一时长，例如1ns内，以2ma为步长，将负载电流单元331的负载电流从8ma上升到40ma，低压差线性稳压器300的相位裕度曲线间没有明显区别。因此，由图5a至图5f可以看出，低压差线性稳压器300的稳定性和带宽不会随负载电流单元331的负载信号的电流值变化而改变。

图6a-图6b分别为依据本发明的一实施例的在负载电容cl改变及负载电流单元331的电流值固定的情况下，低压差线性稳压器的回路增益及相位裕度的波形图。图6a-图6b对应于负载电容cl的电容改变，在某一时长，例如1ns内，以10pf为步长，将负载电容cl的电容值由10pf改变至100pf，但负载电流单元331的电流值固定，亦即负载电流单元331的电流值例如为20毫安。

在图6a、图6b中，电源电压vdd的电压值例如为1v。由图6a可以看出，在某一时长，例如1ns内，以10pf为步长，将负载电容cl的电容值由10pf改变至100pf，低压差线性稳压器300的回路增益曲线间没有明显区别。由图6b可以看出，在某一时长，例如1ns内，以10pf为步长，将负载电容cl的电容值由10pf改变至100pf，低压差线性稳压器300的相位裕度曲线间没有明显区别。也就是说，由图6a、图6b可以看出，低压差线性稳压器300的稳定性和带宽也不会随负载单元330的负载电容cl的电容值变化而改变。

虽然，负载单元330的负载电容cl的电容值变大，但是输出级电路320的输出电阻rxcl的电阻值很小，可以将次极点推到很远处，使次极点可以远离主极点，使得稳定性和带宽不会改变。也就是说，即使负载单元330的负载电容cl的电容值产生变化，低压差线性稳压器300的稳定性和带宽不会因为负载电容cl的变化而发生改变。

图7a-图7c分别为依据本发明的一实施例的负载电流单元331的电流值有突变的情况下，低压差线性稳压器300的输出电压信号vout的波形图。参考图7a-图7c，假设负载电容cl的电容值固定，亦即负载电容cl的电容值例如为20pf，而负载电流单元331的电流在某一时长，例如在1ns内发生变化，例如以2毫安为步长由8ma上升至40ma。

在图7a中，电源电压vdd的电压值例如为0.8v，而输出电压信号vout的电压值为0.758v。在图7b中，电源电压vdd的电压值例如为1v，而输出电压信号vout的电压值为0.948v。在图7c中，电源电压vdd的电压值例如为1.3v，而输出电压信号vout的电压值为1.232v。由图7a、图7b、图7c可以看出输出电压信号vout的电压值可以控制在电源电压vdd的95％左右，使输入输出电压差约为输入电压的5％，此时，电源电压vdd即是该输入电压。并且可以看出，即使在负载电流单元331的电流中加入1ma电流的干扰，输出电压信号vout产生的过冲(overshoot)很小，并能够保持较快的响应速度。

综上所述，本发明所公开的低压差线性稳压器，通过误差放大电路对参考电压信号与反馈电压信号间的电压差进行放大，以产生放大的电压差信号，再通过输出级电路产生输出电压信号并作为反馈电压信号反馈到误差放大电路的输入端，藉由输出级电路使输出电压信号稳定并能跟随放大的电压差信号的变化，同时可以承受负载电流单元的电流变化以及电源电压的变化。如此一来，可有效地达到降低输入输出电压差、使带宽不随负载变化、提高带宽及加快响应速度、减小过冲(overshoot)的目的。

本发明虽以实施例公开如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何所属技术领域中的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求所界定者为准。