一种基于缓冲器阻抗衰减的低静态电流LDO电路的制作方法

一种基于缓冲器阻抗衰减的低静态电流ldo电路
技术领域
1.本实用新型属于模拟集成电路供电技术领域，具体地说，涉及一种基于缓冲器阻抗衰减的低静态电流ldo电路。


背景技术：

2.低压差线性稳压器(low drop out regulator，ldo)是一种输出稳定电压的集成于芯片内的电源。其基本功能是，在一定的输入电压变化范围和负载变化范围内保证稳定的输出电压，具有较高的电压稳定性、较好的瞬态响应过程、以及优良的电源纹波噪声抑制特性。它常常应用在模拟和射频电路芯片中作为稳定低噪的供电电源。ldo的应用中，通常其负载模块有多种工作模式，如待机、空载、或满载等，对应于不同的工作模式切换，负载模块需要ldo提供的负载电流的大小也在改变，不同大小的负载电流下相当于ldo接不同阻值的负载电阻，由此，负载电阻的改变带来输出端对应的极点也在改变，而输出端极点通常为ldo环路的主极点，这个极点随负载的改变就会引起环路的稳定性问题。
3.图1为ldo基本结构及其组成，ldo的基本结构由四个模块组成，分别是电压基准源(vref)、误差放大器(ea)、压差调整管(mp)和电阻(rfb1，rfb2)分压反馈网络。其中，电压基准源给误差放大器提供了高精度基准电压，误差放大器、压差调整管和反馈电阻组成了稳定输出电压的控制环路。芯片外的负载电阻(rl)和负载电容(cl)对ldo的频率响应和工作点的变化有着显著的影响，是ldo环路稳定不可或缺的一部分。
4.ldo反馈调节稳定输出电压过程为：
5.ldo是运算放大器和闭环负反馈系统的一个典型应用，负反馈环路的自稳定调整，使其在输入电压或者负载电流发生变化的情况下仍然可以保持稳定的输出电压。如图1所示，暂不考虑辅助电路，如输出端负载rl减小时，有流过负载的电流未变(进行负反馈分析时，电压、电流和阻抗的vcr关系先假定其中一个量未变)，则输出端电压vout减小，于是反馈电压vf也减小，反馈电压vf加在误差放大器的同相输入端，并通过和加在误差放大器反相输入端的基准电压vref进行比较，调整使误差放大器的输出电压vea相应减小，从而使调整管mp的栅源电压|v
gsp
|增大，驱使调整管对外提供更多电流，抬升ldo输出电压。
6.其存在的问题是：
7.在ldo的基本结构中，pmos晶体管作为输出功率管，要能为负载提供大的电流驱动能力(几毫安到几百毫安之间)，通常就需要输出功率管的尺寸较大。输出功率管较大的尺寸意味着较大的栅极电容，由于栅极电容较大，则栅极处产生的极点的频率较低。而通常ldo的负载较小，则输出端产生的极点的频率也较低，这个极点通常是ldo环路的主极点，则功率管栅极处产生的极点为一个次极点。ldo要提供大的负载电流，就要求功率管大尺寸，这导致功率管栅极处的次极点的频率较低，进而使得这个次极点与输出端主极点太靠近，这使得ldo环路的相位裕度减少，最终影响ldo环路的稳定性。
8.为保证ldo环路的稳定，传统的频率补偿有两种：一是通过输出端加较大的负载电容，以进一步减小输出端所产生的主极点的频率，从而拉大主极点与次极点的距离，来保证
ldo环路的稳定。但是，输出端外加负载电容会有不足，一方面使系统的单位增益带宽减小，另一方面电容额外占用了芯片面积。二是通过输出端负载电容的esr等效串联电阻产生lhp零点，低频lhp零点提供正的相移来补偿相位裕度来稳定环路。然而，在整个负载电流范围内，ldo的调节回路在单位增益频率范围内的零极点对的精确抵消很难实现，在最坏的情况下，不完全的零极点对抵消反而会导致ldo的不稳定。更糟糕的是，如果采用esr零点法，在大的负载电流阶跃变化中，电阻会导致大的输出电压过冲。


技术实现要素：

9.本实用新型针对现有技术的上述缺点，提出了一种基于缓冲器阻抗衰减的低静态电流ldo电路，通过增设缓冲器和自适应动态调节mos管，在缓冲器中采用动态偏置并联反馈以降低其输出电阻，从而在不消耗大的静态电流的情况下，将功率管的栅极极点推到高频。同时，自适应动态调节mos管的电流变化跟随负载电流的变化，采用电流缓冲补偿，在调节回路单位增益带宽内仅产生单极点，在负载电流的全范围内达到65度以上的相位裕度。并实现了ldo在不使用任何低频零点的情况下的环路稳定；同时在负载瞬变过程中，即使使用一个小的输出电容，最大输出电压也可以最小化。在65纳米soi工艺中实现了具有阻抗衰减缓冲器的自适应负载动态调节静态电流的ldo。
10.本实用新型具体实现内容如下：
11.本实用新型提出了一种基于缓冲器阻抗衰减的低静态电流ldo电路，包括电源基准源v
ref
、误差放大器、辅助电路、压差调整功率管m0、分压反馈网络模块，还包括用作缓冲器的源跟随器mos管以及用于自适应补偿负载电流的补偿mos二极管；
12.所述电源基准源v
ref
与误差放大器的负极输入端连接，所述分压反馈网络模块与误差放大器、压差调整功率管m0连接；
13.所述电源基准源v
ref
、误差放大器、压差调整功率管m0的源极分别与输入电源vin连接，所述误差放大器、辅助电路、压差调整功率管m0输出端连接共同构成所述低静态电流ldo电路的输出端；
14.所述压差调整功率管m0的栅极与所述误差放大器、辅助电路连接，所述源跟随器mos管m10设置在压差调整功率管m0的栅极与误差放大器之间；
15.所述补偿mos管m20设置在源跟随器mos管m10后与压差调整功率管m0并联，所述补偿mos管m20的源极连接输入电源vin，补偿mos管m20的栅极与压差调整功率管m0的栅极连接后共同与源跟随器mos管m10的源极连接，所述补偿mos管m20的漏极也与源跟随器mos管m10的源极连接。
16.为了更好地实现本实用新型，进一步地，所述误差放大器包括mos管m1、mos管m2、mos管m3、mos管m4、mos管m5、mos管m6、mos管m7、mos管m8、mos管m9；
17.所述mos管m1的栅极与所述电源基准源vref连接；所述mos管m2的栅极与分压反馈网络模块连接；所述mos管m3的栅极连接辅助电路，源极接地；所述mos管m1和mos管m2的源极共同与mos管m3的漏极连接；
18.所述mos管m8的栅极连接辅助电路，源极连接输入电源vin，漏极连接mos管m6的源极和mos管m2的漏极；所述mos管m6的栅极连接辅助电路，漏极依次与所述mos管m4漏极、栅极还有mos管m5的栅极连接；所述mos管m4、mos管m5的源极接地；
19.所述mos管m9的源极连接输入电源vin，栅极与mos管m8的栅极共同连接辅助电路，漏极连接mos管m1的漏极和mos管m7的源极；所述mos管m7的栅极与mos管m6的栅极共同连接辅助电路，mos管m7的漏极分别连接源跟随器mos管m10的栅极和mos管m5的漏极；所述mos管m5的源极接地。
20.为了更好地实现本实用新型，进一步地，所述辅助电路包括mos管m11、mos管m12、mos管m13、mos管m14、mos管m15、mos管m16、mos管m17、mos管m18；
21.所述mos管m15的漏极连接参考电流iref，源极分别与mos管m14的漏极和栅极、mos管m16的漏极、mos管m13的栅极、mos管m3的栅极连接；所述mos管m14的源极、mos管m16的源极、mos管m13的源极、mos管m3的源极接地；
22.所述mos管m11的源极连接输入电源vin，漏极连接mos管m12的源极，栅极分别与mos管m8和mos管m9的栅极连接；所述mos管m11的栅极和漏极还通过导线连接；
23.所述mos管m12的漏极连接mos管m13的漏极，栅极分别与mos管m6和mos管m7的栅极连接；
24.所述mos管m15的栅极连接mos管m17的栅极；所述mos管m17的源极连接输入电源vin，漏极搭接在源跟随器mos管m10的栅极与mos管m7的漏极之间；
25.所述mos管m16的栅极连接mos管m18的栅极，所述mos管m18的漏极搭接在所述低静态电流ldo电路的输出端与分压反馈网络模块之间。
26.为了更好地实现本实用新型，进一步地，所述分压反馈网络模块包括串联接地的电感rfb1和电感rfb2，所述误差放大器的mos管m2的栅极连接在分压反馈网络模块的电感rfb1和电感rfb2之间。
27.为了更好地实现本实用新型，进一步地，所述辅助电路还包括电容c1，所述电容c1连接在mos管m7的漏极和所述低静态电流ldo电路的输出端之间。
28.本实用新型与现有技术相比具有以下优点及有益效果：
29.1、本实用新型为动态缓冲器阻抗衰减的ldo电路，由于采用了缓冲器阻抗衰减技术，大大降低了压差功率管栅极处到地的电阻，使此处产生的非主极点被外推到单位增益带宽频率之外，从而不需要输出负载电容和电阻的esr零点补偿就可以保证ldo环路的稳定性。降低了ldo输出端负载的要求；同时不使用ldo零点补偿，使得ldo具有更好的瞬态响应性能。
30.2、由于采用了动态阻抗衰减技术，使得ldo在较宽的负载电流范围内(负载电流可达200ma)保持65度以上的相位裕度，宽负载范围上保证ldo环路的稳定性。
31.3、缓冲器电流跟随负载电流的动态调节过程，使得ldo在空载时仅消耗几微安的静态电流，从而使ldo有较好的电流效率。
附图说明
32.图1为现有技术ldo的模块示意图；
33.图2为本实用新型在现有技术基础上改进的ldo电路原理示意图；
34.图3为带10ma负载时ldo环路稳定性仿真结果示意图。
具体实施方式
35.为了更清楚地说明本实用新型实施例的技术方案，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，应当理解，所描述的实施例仅仅是本实用新型的一部分实施例，而不是全部的实施例，因此不应被看作是对保护范围的限定。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术工作人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
36.在本实用新型的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；也可以是直接相连，也可以是通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。
37.实施例1：
38.一种基于缓冲器阻抗衰减的低静态电流ldo电路，如图2、图3所示，包括电源基准源vref、误差放大器、辅助电路、压差调整功率管m0、分压反馈网络模块，还包括用作缓冲器的源跟随器mos管以及用于自适应补偿负载电流的补偿mos二极管；
39.所述电源基准源vref与误差放大器的负极输入端连接，所述分压反馈网络模块与误差放大器、压差调整功率管m0连接；
40.所述电源基准源v
ref
、误差放大器、压差调整功率管m0的源极分别与输入电源vin连接，所述误差放大器、辅助电路、压差调整功率管m0输出端连接共同构成所述低静态电流ldo电路的输出端；
41.所述压差调整功率管m0的栅极与所述误差放大器、辅助电路连接，所述源跟随器mos管m10设置在压差调整功率管m0的栅极与误差放大器之间；
42.所述补偿mos管m20设置在源跟随器mos管m10后与压差调整功率管m0并联，所述补偿mos管m20的源极连接输入电源vin，补偿mos管m20的栅极与压差调整功率管m0的栅极连接后共同与源跟随器mos管m10的源极连接，所述补偿mos管m20的漏极也与源跟随器mos管m10的源极连接。
43.工作原理：ldo的应用中，通常其负载模块有多种工作模式，如待机、空载、或满载等，对应于不同的工作模式切换，负载模块需要ldo提供的负载电流的大小也在改变，不同大小的负载电流下相当于ldo接不同阻值的负载电阻，由此，负载电阻的改变带来输出端对应的极点也在改变，而输出端极点通常为ldo环路的主极点，这个极点随负载的改变就会引起环路的稳定性问题，故本方案提供一种稳定ldo环路的电路结构。
44.现有技术中：
45.一是通过输出端附加较大的负载电容，以进一步减小输出端所产生的主极点的频率，从而拉大主极点与次极点的距离，来保证ldo环路的稳定。但是，该方法输出端外加负载电容会有不足，一方面使系统的单位增益带宽减小，另一方面电容额外占用了芯片面积；
46.二是通过产生合适的零点，来抵消单位增益带宽频率范围内的次极点来稳定环路。但是，在整个负载电流范围内，ldo的调节回路在单位增益频率范围内，较难产生合适的零点，故零极点对的精确抵消很难实现，该方法在最坏的情况下，不完全的零极点对抵消反而会导致ldo的不稳定。更糟糕的是，如果采用esr零点法，在大的负载电流阶跃变化中，电
阻会导致大的输出电压过冲。
47.由于输出功率管较大的尺寸意味着较大的栅极电容，而栅极电容较大则栅极处产生的极点的频率较低。功率管栅极的电容不能减小，则想办法减小栅极到地的电阻，有效的办法就是功率管前插入缓冲器进行阻抗衰减。
48.故，在本实用新型中，源跟随器具有低输出阻抗，可用来作为电压缓冲器来驱动输出功率晶体管，以降低功率管栅极到地的电阻，从而增大功率管栅极处次极点的频率。然而，如果ldo需要提供较大的负载电流(例如100毫安或更大)，则需要一个更大尺寸的功率管，随着尺寸增大栅极电容也增大了，于是需要进一步降低功率管栅极处的输出电阻，以保持环路的稳定性。对于源跟随器而言，它的输出电阻约为它的跨导的倒数，要减小输出电阻，就要增大跨导，而增大跨导又需要增大管子的电流。
49.在ldo负载动态变化范围内，负载大电流时需要缓冲器电流也大，而当空载时ldo输出端主极点频率达到最小，功率管栅极次极点距离主极点较远，不必要增大缓冲器电流来减小其输出阻抗就能稳定ldo环路。
50.因此，需要根据负载电流变动而主极点变动的情况，缓冲阻抗衰减也要相应地动态调节，以使重载时缓冲器电流增大，而空载时缓冲器电流减小，从而降低缓冲器消耗的静态电流，提高了ldo的电流效率。
51.如附图2所示，本实用新型的电路结构在基本结构的基础上主要作了两点改进：
52.一是在输出功率管m0的栅极前插入源跟随器mos管m10，亦称缓冲器(buffer)。缓冲器的主要作用是利用它的低输出电阻与功率管的栅极电阻并联以降低功率管栅极处总电阻，从而增大功率管栅极处产生的次极点频率，次极点被外推到远离主极点，使ldo环路稳定。
53.二是在缓冲器后并联了自适应补偿负载电流的mos二极管(mos diode)m20。mos二极管栅压镜像了功率管栅压，则负载电流增加时mos二极管的电流也跟随增加，于是流过缓冲器的电流也同步增加，则缓冲器的跨导增加而输出电阻减小(缓冲器输出电阻为其跨导的倒数)，从而增大了功率管栅极处产生的次极点的频率，即负载电流增加时mos二极管自适应补偿增加缓冲器电流而增大功率管栅极处的次极点频率，由此稳定了负载大电流时ldo环路。而且图中mos二极管m20是并联反馈的形式连接于缓冲器m10输出端，并联反馈同时也起着降低缓冲器输出电阻的作用。故这个mos二极管从电流和结构上两方面减小了缓冲器输出电阻，从而衰减了误差放大器输出电阻，使得功率管栅极处总电阻较小，大大增加了功率管栅极的次极点频率，保证了ldo在全负载电流范围内环路的稳定性。负载空载或者需要的电流较小时，自适应补偿结构使得流过缓冲器的电流也减小，在稳定环路的同时也降低了ldo电路的静态功耗。
54.本实用新型带10ma负载时ldo环路稳定性仿真结果示意图如图3所示。
55.实施例2：
56.本实施例在上述实施例1的基础上，为了更好地实现本实用新型，进一步地，所述误差放大器包括mos管m1、mos管m2、mos管m3、mos管m4、mos管m5、mos管m6、mos管m7、mos管m8、mos管m9；
57.所述mos管m1的栅极与所述电源基准源vref连接；所述mos管m2的栅极与分压反馈网络模块连接；所述mos管m3的栅极连接辅助电路，源极接地；所述mos管m1和mos管m2的源
极共同与mos管m3的漏极连接；
58.所述mos管m8的栅极连接辅助电路，源极连接输入电源vin，漏极连接mos管m6的源极和mos管m2的漏极；所述mos管m6的栅极连接辅助电路，漏极依次与所述mos管m4漏极、栅极还有mos管m5的栅极连接；所述mos管m4、mos管m5的源极接地；
59.所述mos管m9的源极连接输入电源vin，栅极与mos管m8的栅极共同连接辅助电路，漏极连接mos管m1的漏极和mos管m7的源极；所述mos管m7的栅极与mos管m6的栅极共同连接辅助电路，mos管m7的漏极分别连接源跟随器mos管m10的栅极和mos管m5的漏极；所述mos管m5的源极接地。
60.为了更好地实现本实用新型，进一步地，所述辅助电路包括mos管m11、mos管m12、mos管m13、mos管m14、mos管m15、mos管m16、mos管m17、mos管m18；
61.所述mos管m15的漏极连接参考电流iref，源极分别与mos管m14的漏极和栅极、mos管m16的漏极、mos管m13的栅极、mos管m3的栅极连接；所述mos管m14的源极、mos管m16的源极、mos管m13的源极、mos管m3的源极接地；
62.所述mos管m11的源极连接输入电源vin，漏极连接mos管m12的源极，栅极分别与mos管m8和mos管m9的栅极连接；所述mos管m11的栅极和漏极还通过导线连接；
63.所述mos管m12的漏极连接mos管m13的漏极，栅极分别与mos管m6和mos管m7的栅极连接；
64.所述mos管m15的栅极连接mos管m17的栅极；所述mos管m17的源极连接输入电源vin，漏极搭接在源跟随器mos管m10的栅极与mos管m7的漏极之间；
65.所述mos管m16的栅极连接mos管m18的栅极，所述mos管m18的漏极搭接在所述低静态电流ldo电路的输出端与分压反馈网络模块之间。
66.为了更好地实现本实用新型，进一步地，所述分压反馈网络模块包括串联接地的电阻rfb1和电阻rfb2，所述误差放大器的mos管m2的栅极连接在分压反馈网络模块的电感rfb1和电感rfb2之间。
67.为了更好地实现本实用新型，进一步地，所述辅助电路还包括电容c1，所述电容c1连接在mos管m7的漏极和所述低静态电流ldo电路的输出端之间。
68.本实施例的其他部分与上述实施例1相同，故不再赘述。
69.以上所述，仅是本实用新型的较佳实施例，并非对本实用新型做任何形式上的限制，凡是依据本实用新型的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化，均落入本实用新型的保护范围之内。