一种恒压控制电路、芯片及系统的制作方法

本发明涉及集成电路领域，尤其涉及一种采用浮地式结构的恒压控制电路、芯片及系统。

背景技术：

为了应对输入电压较高的场合要求，需要耐压比较高的开关电源系统；如在48v的电动车系统中，电池充满时的电压最高会达到56v，电机由电池直接供电，但控制器以及其他的电路则需要开关电源对电池的电压进行降压转换；正常情况下，只需要使用耐压在60v左右降压转换芯片即可，但是使用时由于电机的存在，在电机的启停时最高会存在同等的反向电压尖峰叠加到电源线上，会出现100v以上的尖峰电压；超出电源芯片的耐压，此尖峰电压容易造成电源芯片失效。

在传统浮地结构的电源系统中，内部的控制芯片从输出端取电，功率管导通时控制芯片的地被拉至电源输入端，功率管关断时控制芯片的地被拉至电源的地，内部的基准电压相对于电源的地不固定，因此控制电路无法直接采集输出电压与内部的基准电压比较来控制输出电压的大小，因此通常将该芯片做成恒流系统，但此系统只能应用于有限的领域，如led，无法为电动车的控制器提供降压转换。

在传统浮地结构的电源系统中，内部的控制芯片从输出端取电，在功率管导通时控制芯片的地被拉至电源输入端，在功率管关断时控制芯片的地被拉至电源的地，内部的基准电压相对于电源的地不固定，因此其内部设计了一个差分取样保持电路，该取样保持电路有两个取样引脚，其中一个取样引脚在控制芯片的地与输出负极之间采样，另一个取样引脚在控制芯片的地与输出正极之间采样，将两个取样引脚采样的信号进行差分放大后与内部的控制电路的基准源进行比较控制，来控制输出电压，但此种控制方式内部电路复杂，成本较高。

技术实现要素：

本发明是为了解决现有电源芯片耐压低，无法满足电动车控制器的降压转换、精确控制输出电压需求，以及现有浮地结构内部恒压电路复杂、成本较高的技术问题。本发明采用了具有更简单的内部恒压电路的浮地结构的方式解决此技术问题，电源恒压控制芯片的参考地与电源输入、输出不是同一个地，这样电源恒压控制芯片逻辑部分的供电电压不与输入端相关，即逻辑部分电路耐压可以远低于系统输入端电压，可以精确控制输出电压。

本发明第一方面提供了一种恒压控制电路，包括误差放大器电路、斜波生成电路、方波生成电路及逻辑处理单元电路；

所述误差放大器电路包括误差放大器，所述误差放大器接收基准电压和恒压控制芯片的vfb引脚电压后输出第一比较电压；

所述斜波生成电路包括第一比较器、第二比较器、与第一比较器和第二比较器输出端连接的第一逻辑门电路，所述第一逻辑门电路输出连接并联有第三电容的第一功率管栅极，所述第一比较器、第二比较器的反相输入端对应接收第一固定电压、第二固定电压，且所述第一比较器和第二比较器的同相输入端连接所述第一功率管的漏极，

所述第一比较器和第二比较器检测所述第三电容的电压后输出第二比较电压，通过第一功率管控制第三电容的充放电来调整第二比较电压的信号；

所述方波生成电路包括输出第三比较电压的第三比较器和输出第四比较电压的第四比较器，所述第三比较器的同相输入端接第一比较电压且反相输入端接第二比较电压，所述第四比较器的反相输入端接第二比较电压且同相输入端接第三固定电压；

所述逻辑处理单元电路包括第五比较器和第二逻辑门电路，所述第五比较器的反相输入端接第一比较电压且同相输入端接第三固定电压，所述第二逻辑门电路连接第五比较器、第三比较器、第四比较器的输出端并经或门输出控制外部第二功率管通断的逻辑控制电压信号，通过第二功率管的通断控制外部储能电容的充放电，实现恒压；

其中，所述第一固定电压大于第三固定电压，第三固定电压大于第二固定电压；

当所述第一比较电压大于所述第三固定电压时，所述逻辑控制电压信号与第四比较电压信号一致，当所述第一比较电压小于所述第三固定电压时，所述逻辑控制电压信号与第三比较电压信号一致。

通过控制所述恒压控制芯片的vfb引脚电压稳定不变，可以控制所述逻辑控制电压信号稳定不变，使所述恒压控制芯片的输出电压稳定。

作为进一步的改进，所述第一逻辑门电路，包括至第一非门、第一与非门和第二与非门，第一与非门和第二与非门的输出端分别对应接入另一个与非门的输入端，第一与非门的输出端接第一功率管栅极。

作为进一步的改进，所述恒压控制芯片连接有充放电电路，

所述充放电电路包括第一二极管、第二二极管、第一电感、第一电容、储能电容、第一分压电阻和第二分压电阻，所述vfb引脚连接第一分压电阻和第二分压电阻的一端，第一分压电阻和第二分压电阻的另一端分别连接至第一电容的两极，所述第一电容的一极连接至第一电感的一端，另一极连接第二二极管的负极，所述第一电感的另一端连接储能电容的正极，所述储能电容的负极连接第一二极管正极端，第一二极管的负极端接入恒压控制芯片的第一电感连接引脚，所述储能电容两端还并联有负载电阻；当第二功率管导通时，与恒压控制芯片vin引脚相连的输入端电源给第一电感和储能电容充电储能，同时给后端的负载供电，所述第一电容通过第一分压电阻和第二分压电阻分压放电，在第二功率管关断期间，第一电感经第一二级管给储能电容充电并经第二二极管给第一电容充电，所述储能电容通过后级负载放电。

作为实施例，所述第二功率管的通断受到所述逻辑控制电压信号的影响，当所述逻辑控制电压信号为高电平时，所述第二功率管导通，否则第二功率管关断。

在刚上电时，所述逻辑控制电压信号以固定占空比工作，当逻辑控制电压信号变换为可变信号后，根据第一电容两端的电压来调整占空比，且在每个周期的第二功率管关断后，第一电容两端的电压被钳位至所述储能电容两端的电压。

作为进一步的改进，通过第二功率管的通断可以控制所述第一比较器反相输入端上的输入电压，进而影响输出的逻辑控制电压信号。

本发明第二方面，提供了一种恒压控制芯片，所述恒压控制芯片包括所述恒压控制电路，所述恒压控制电路连接控制逻辑驱动电路，所述逻辑驱动电路通过第二功率管连接控制有所述充放电电路，控制所述恒压控制芯片的vfb引脚电压稳定不变。

本发明第三方面，提供了一种恒压控制系统，所述恒压控制系统具有所述恒压控制芯片，所述恒压控制芯片连接有所述的充放电电路，通过控制所述恒压控制芯片内的第二功率管的状态来调节所述恒压控制芯片的vfb引脚电压，使输出端电压维持稳定。

本发明根据恒压控制电路输出的逻辑控制电压信号来控制第二功率管的状态，进而调节控制输出电压，利用充放电电路控制输出端电压稳定，本发明可以做到完全浮地的效果，解决了浮地结构的电源芯片无法精确控制输出电压的问题，且内部电路结构简单，成本与工艺要求大大降低。

附图说明

为了更清楚地说明本公开实施例的技术方案，下面将对实施例的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅涉及本公开的一些实施例，而非对本公开的限制。

图1为本发明所述恒压控制系统一实施例原理图。

图2为本发明所述恒压控制芯片一实施例内部电路示意图。

图3为本发明所述恒压控制电路一实施例原理图。

图4为本发明一实施例中所述斜波生成电路生成的坡形示意图。

图5为本发明一实施例中所述方波生成电路生成的方形示意图。

具体实施方式

为使本公开实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本公开实施例的附图，对本公开实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本公开的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本公开的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。

除非另外定义，本公开使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本公开中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。

如图3所示的恒压控制电路500，包括误差放大器电路5001、斜波生成电路5002、方波生成电路5003及逻辑处理单元电路5004。

所述误差放大器电路5001包括误差放大器op1，所述误差放大器op1的反相输入端接恒压控制芯片的vfb引脚，vfb电压为芯片的vfb引脚电压，误差放大器op1同相输入端接基准电压vref，vref电压由内部的基准电压源电路提供，所述误差放大器op1根据vfb引脚电压和基准电压vref输出第一比较电压va。

误差放大器op1的输出端依次连接第三电阻r3和第四电容c4后接地。

所述误差放大器电路5001、斜波生成电路5002、方波生成电路5003及逻辑处理单元电路5004通过电压vdd供电。

当vfb电压比较低时，误差放大器op1会输出一较高的电压值va，当vfb电压上升至接近vref电压时，va电压会从较高的电压值开始慢慢的下降，且第一比较电压va会随着vfb电压的上升而下降，随着vfb电压的下降而上升。

所述斜波生成电路5002包括第一比较器comp1、第二比较器comp2、与第一比较器comp1和第二比较器comp2输出端连接的第一逻辑门电路，所述第一逻辑门电路输出连接第一功率管m1栅极，所述第一比较器comp1的反相输入端接第一固定电压v1，所述第二比较器comp2的反相输入端接第二固定电压v2，第一比较器comp1的同相输入端和第二比较器comp2的同相输入端相连并连接至所述第一功率管m1的漏极，所述第一功率管m1的漏极和源极间并联连接有第三电容c3，通过控制第一功率管m1的通断来控制第三电容c3的充电和放电并输出第二比较电压vb。

所述第三电容c3的正端接入恒流源is1，负端接地，所述恒流源is1为电流源。

第一固定电压v1、第二固定电压v2由图2中的内部稳压电路提供，且第一固定电压v1的电压高于第二固定电压v2的电压，第一比较器comp1和第二比较器comp2的同相端接第三电容c3电容的正端，第一比较器comp1的反相端接第一固定电压v1，第二比较器comp2的反相端接第二固定电压v2；所述第一比较器comp1的输出端经第一非门not1连接第一与非门nand1的一个输入端，第一与非门nand1的另一个输入端接所述第二与非门nand2的输出端，所述第二比较器comp2的输出端连接第二与非门nand2的一个输入端，第二与非门nand2的另一个输入端连接第一与非门nand1的输出端。

所述第一比较器comp1和第二比较器comp2检测所述第三电容c3的电压后输出第二比较电压vb，通过第三电容c3的充放电来调整第二比较电压vb的信号。

刚上电时第三电容c3经电流源is1充电，第三电容c3的电压由0v开始以一固定的斜率is1/c3上升，第一比较器comp1、第二比较器comp2的同相端检测第三电容c3的电压，初始状态下第三电容c3的电压低于第二固定电压v2和第一固定电压v1的电压，第一比较器comp1、第二比较器comp2同时输出低电平；第二比较器comp2输出的低电平接入第二与非门nand2的一端，此时不管另一端的状态，第二与非门nand2输出一定是高电平，第一比较器comp1输出的低电平经过第一非门not1转换为高电平，此时第一与非门nand1的输出电平由第二与非门nand2的输出电平决定，第二与非门nand2输出高电平，则第一与非门nand1的输出为低电平，此低电平接入第一功率管m1的控制端栅极，第一功率管m1断开，第三电容c3继续充电。

当第三电容c3的电压被充到高于第二固定电压v2且低于第一固定电压v1时，此时第二比较器comp2输出高电平，第一比较器comp1输出低电平，第二比较器comp2输出的高电平接入第二与非门nand2的一端，由于第二与非门nand2另一端接第一与非门nand1的输出端，所以第二与非门nand2的输出电平由第一与非门nand1的输出电平决定，而与此同时第一比较器comp1输出的低电平经过非门not1转换为高电平，接入第一与非门nand1的一端，第一与非门nand1的输出电平又由第二与非门nand2的输出电平决定，由于两者状态相反且相互影响，使得第一与非门nand1的输出维持在上一个输出状态，如果第一与非门nand1的上个状态输出低电平，则第一功率管m1保持关断，第三电容c3的电压继续上升。

当第三电容c3的电压高于第一固定电压v1和第二固定电压v2时，第一比较器comp1和第二比较器comp2同时输出高电平，第一比较器comp1输出的高电平经过非门not1转换为低电平，接入第一与非门nand1的一端，此时不管第二与非门nand2的状态，第一与非门nand1输出高电平，此时将第一功率管m1导通，第三电容c3通过m1快速放电。

第一功率管m1导通使第三电容c3放电，当第三电容c3的电压被放到低于第一固定电压v1但高于第二固定电压v2时，此时第二比较器comp2输出高电平，第一与非门nand1的输出电平由第二与非门nand2的输出电平决定，两者状态相反且相互影响，使得第一与非门nand1的输出维持在上一个输出状态，第一与非门nand1的上个状态输出高电平，因此第一功率管m1保持导通，第三电容c3的电压继续下降。

当第三电容c3继续放电直至电压低于第二固定电压v2时，第一与非门nand1重新输出低电平，使第一功率管m1断开，第三电容c3又重新开始充电。

重复上述过程，由于第三电容c3的放电时间很短，相对于充电时间可以忽略，此时第三电容c3两端会产生一个周期性的斜波，其幅值为第一固定电压v1减去第二固定电压v2，其电压最高点为v1，其频率公式为：

(1)；

上述公式（1）中，is1为恒流源is1的电流，c3为第三电容c3的容量，v1、v2分别为v1、v2处的电压值，所述斜波生成电路产生一固定频率的斜波见图4。

根据所述第三电容c3的电压和第一固定电压v1、第二固定电压v2的大小关系，可以控制第一比较器comp1、第二比较器comp2输出的电平信号，进而控制第一功率管m1的通断，控制所述第三电容c3两端的电压，即控制所述斜波生成电路5002输出的第二比较电压vb信号。

所述方波生成电路5003包括输出第三比较电压vd的第三比较器comp3和输出第四比较电压vc的第四比较器comp4，所述第三比较器comp3的同相输入端接第一比较电压va且反相输入端接第二比较电压vb，所述第四比较器comp4的反相输入端接第二比较电压vb且同相输入端接第三固定电压v3。

所述方波生成电路5003为常规的电源芯片电路，其电路及原理均不再具体说明，其生成的方波见图5。

所述逻辑处理单元电路5004包括第五比较器comp5和第二逻辑门电路，所述第五比较器comp5的反相输入端接第一比较电压va且同相输入端接第三固定电压v3，所述第二逻辑门电路连接第五比较器comp5、第三比较器comp3、第四比较器comp4的输出端并输出逻辑控制电压。

所述第二逻辑门电路包括第二非门not2、第一与门and1和第二与门and2，所述第一与门and1一端接第五比较器comp5的输出端，另一端接第三比较器comp3的输出端，所述第二非门not2输入端接第五比较器comp5的输出端，输出端接入第二与门and2的一端，第二与门and2的另一端接第四比较器comp4的输出端，第一与门and1和第二与门and2的输出端接或门电路or1并输出逻辑控制电压vo信号。

所述逻辑控制电压vo信号控制图2中的逻辑驱动电路600，控制所述恒压控制芯片1000中的mos开关m2状态，当vo为高电平时，第二功率管m2导通，否则m2关断。

比较第一比较电压va与第三固定电压v3的电压大小，若第一比较电压va的电压高于第三固定电压v3，第五比较器comp5输出低电平，第二非门not2输出高电平，第一与门and1输出低电平，第二与门and2的输出电平与第四比较电压vc的输出电平一样，此时或门or1的输出电平由第四比较电压vc的输出电平决定，若va的电压低于v3，第五比较器comp5输出高电平，第二非门not2输出低电平，第二与门adn2输出低电平，第一与门and1的输出电平与第三比较电压vd的输出电平一样，此时或门or1的输出电平由第三比较电压vd的输出电平决定。

其中，所述第一固定电压v1大于第三固定电压v3，第三固定电压v3大于第二固定电压v2，v1、v2、v3为预设的参考电压，v1、v2、v3的电压通过图2中的内部稳压电路提供，vfb引脚为外部输入引脚，vo为逻辑输出控制引脚，为图2中的逻辑驱动电路600提供逻辑控制电平。

当所述第一比较电压va大于所述第三固定电压v3时，所述逻辑控制电压vo信号与第四比较电压vc的信号一致，当所述第一比较电压va小于所述第三固定电压v3时，所述逻辑控制电压vo信号与第三比较电压vd的信号一致。

刚上电时，输入端电压即vdc电压由低向高建立，当输入端电压即vdc电压高于内部设定的欠压锁定值时，所述恒压控制电路开始工作；由于第一电容c1上的电压为低电平，且第一电容c1的电压通过第二分压电阻r2和第一分压电阻r1进行分压，分压后的电压接入恒压控制芯片1000的vfb引脚，因此vfb引脚电压是低电平；因为vfb引脚电压比较低，所以误差放大器op1输出的第一比较电压va是高电平，且va电压高于v3电压，参考逻辑处理单元电路5004中的电路，当va的电压高于v3的电压时，vo的电平与第四比较电压vc的电平一致，因为vc为一固定占空比的方波，所以vo为一固定占空比的方波，所以刚上电时恒压控制芯片1000是以固定的占空比工作。

在第二功率管m2导通期间，与恒压控制芯片vin引脚相连的输入端电源vdc给第一电感l1和储能电容cout充电储能，同时给后端的负载供电，第一电容c1通过分压电阻放电，在第二功率管m2关断期间，第一电感l1经过肖特基二极管d1给储能电容cout充电，给后级供电，同时第一电感l1经过第二二极管d2给第一电容c1充电，因为刚上电时占空比是固定的，且占空比d=vout/vin，因此d值不变，其中，vout为输出电压，vin为vdc电压，随着输入电压vin的建立完成，且d值固定，输出电压（即储能电容cout上的电压）vout会继续升高。

在第二功率管m2关断期间，第一电感l1会给储能电容cout和第一电容c1充电，当储能电容cout电压升高，且第一电感l1两端的电压会被储能电容cout钳位住，所以会出现第一电容c1的电压继续升高，即vfb电压继续升高，参考图3中误差放大电路5001，vfb电压继续升高，使得误差放大器op1输出端va的电压开始降低，当va电压降低至低于v3时，参考逻辑处理单元电路5004，当va的电压低于v3时，vo的电平与第三比较电压vd的电平一致，因为vd的占空比会随着va电压的升高而增大，随着va电压的降低而减小，所以随着va的电压继续降低，vo的占空比会进一步减小，此时由于输入电压固定，且d=vout/vin，随着占空比d减小，输出电压vout也会减小。

当vout减小到低于设定值时，即储能电容cout两端的电压低于设定值时，在功率管关断期间，第一电感l1会给储能电容cout和第一电容c1充电，且第一电感l1两端的电压会被储能电容cout钳位住，由于第一电容c1电压只给第二分压电阻r2和第一分压电阻r1两个分压电阻供电，第一电容c1两端的电压不会突然降低，所以在几个开关周期之内，第一电容c1两端的电压值会高于储能电容cout电压，因此第一电感l1在第二功率管m2关断后无法给第一电容c1充电。

由于第一电容c1给第二分压电阻r2和第一分压电阻r1供电，且第一电容c1容量比较小，所以第一电容c1的电压会很快降低，即vfb电压降低，参考误差放大电路5001，vfb电压降低，使得误差放大器输出端va的电压升高，第三比较器comp3输出端电压vd的占空比开始增大，又因逻辑处理单元电路5004的存在，使得vo的占空比增大即芯片的占空比增大；此时由于输入电压不变，芯片的占空比增大，根据前面占空比的公式d=vout/vin，可知输出端电压（即储能电容cout的电压）会增大，当储能电容cout的电压增大到高于与第一电容c1的电压时，此时第一电感l1可以在功率管关断期间给第一电容c1充电，当储能电容cout的电压重新增加高于设定的电压值，又会导致va电压降低，使得vo的占空比减小即芯片的占空比减小；经过多次循环后，当储能电容cout稳定至设定值时，即第一电容c1的电压通过第二分压电阻r2和第一分压电阻r1分压的电压vfb可以稳定va电压不再变化，即占空比也稳定不变；实现了输出端电压稳定不变。

上述实施例中，第一逻辑门电路和第二逻辑门电路的设计，可以根据需要进行替换设计，只要输出的电压信号相同即可。

在部分实施例中，本领域技术人员可以根据上述实施方式，将所述误差放大器op1、第一比较器comp1、第二比较器comp2、第一逻辑门电路、第二逻辑门电路、第一固定电压v1、第二固定电压v2、第三固定电压v3、第二比较电压vb、第三比较电压vd、第四比较电压vc对应进行反接及第一固定电压v1、第二固定电压v2、第三固定电压v3的电压大小关系调整，以实现相同的控制效果及输出相同的电压信号，依据本发明的上述实施例进行等同变换，达到相同的技术效果，应视为本发明的等同实施例。

参见图3、图2，一种恒压控制芯片1000，包括所述恒压控制电路500，所述恒压控制电路500连接控制逻辑驱动电路600，所述逻辑驱动电路600连接控制第二功率管m2，当所述逻辑驱动电路600输出高电平时，所述第二功率管m2导通，否则关闭。

所述恒压控制芯片1000还包括内部稳压电路及基准源电路100、软启动电路200、低压保护电路300、过流保护电路400。

所述低压保护电路300用于检测为内部供电第二电容c2上的电压，当c2的电压低于设定值时，给出信号至逻辑驱动电路600，控制第二功率管m2关闭。

所述过流保护电路400用于检测流过内部第二功率管m2的电流值，当此电流大于设定值时，给出信号至逻辑驱动电路600，控制第二功率管m2关闭。

所述软启动电路200用于消除开关电源在启动瞬间产生的浪涌电流。

所述逻辑驱动电路600用于驱动第二功率管m2的导通与关断，当此电路输出高电平时第二功率管m2导通，当此电路输出低电平时第二功率管m2关断。

vin引脚为整个恒压控制芯片的输入端，vcc引脚为内部芯片的供电引脚，为所述恒压控制芯片内部的整个逻辑电路供电，此电路一直工作，为内部逻辑电路提供稳定的vcc电源。

通过逻辑控制电压vo信号来控制恒压控制芯片1000内第二功率管m2的状态，进而控制恒压控制芯片1000的vfb引脚电压，控制与恒压控制芯片1000连接的充放电电路工作，直至恒压控制芯片1000的输出电压稳定。

上述实施例中，所述充放电电路包括第一二极管、第二二极管、第一电感、第一电容、储能电容、第一分压电阻和第二分压电阻，所述vfb引脚连接第一分压电阻和第二分压电阻的一端，第一分压电阻和第二分压电阻的另一端分别连接至第一电容的两极，所述第一电容的一极连接至第一电感的一端，另一极连接第二二极管的负极，所述第一电感的另一端连接储能电容的正极，所述储能电容的负极连接第一二极管正极端，第一二极管的负极端接入恒压控制芯片的第一电感连接引脚，所述储能电容两端还并联有负载电阻。

所述充放电电路包括放电电路和充电电路，所述第一电容c1、第一分压电阻r1和第二分压电阻r2形成一个放电回路，储能电容和负载电阻rl形成一个放电回路，所述第一电感l1、第一电容c1、第二二极管d2形成一个充电回路，所述第一电感l1、第一二极管d1、储能电容cout形成一个充电回路。

当第二功率管m2导通时，恒压控制芯片1000的vin引脚上相连的输入端电源vdc给第一电感l1和储能电容cout充电储能，同时给后端的负载供电，第一电容通过第一分压电阻和第二分压电阻放电；当第二功率管m2关断时，第一电感l1经过第一二极管d1给储能电容cout充电，同时第一电感l1经过第二二极管d2给第一电容c1充电，所述储能电容cout通过后级负载电阻rl放电。

作为实施例，所述第一分压电阻r1和第二分压电阻r2可以集成封装于恒压控制芯片1000内，也可外置，第二功率管是封装还是外置也可以根据实施需求的不同进行变换。

参考图1、图3，一种恒压控制系统，具有所述恒压控制芯片1000，所述恒压控制芯片1000的vfb引脚连接第一分压电阻r1和第二分压电阻r2的一端，第一分压电阻r1和第二分压电阻r2的另一端分别连接至第一电容c1的两极，所述第一电容c1的一极连接至第一电感l1的一端，另一极连接第二二极管d2的负极，所述第一电感l1的另一端连接储能电容cout的正极，所述储能电容cout的负极连接第一二极管d1正极端，第一二极管d1的负极端接入所述恒压控制芯片1000的第一电感l1连接引脚vsw，所述第一二极管d1为肖特基二极管。

另外，输入端电源vdc为直流电源，其正极与恒压控制芯片1000的vin引脚相连，恒压控制芯片1000的vcc引脚上连接第四电阻r4，第四电阻r4的电阻为330k，vsw引脚上连接有第二电容c2，第二电容c2的另一端接第三二极管d3的负极，储能电容cout并联有负载电阻rl，储能电容cout的一端接地gnd。

外置第一电容c1的电压通过第一分压电阻r1和第二分压电阻r2分压至芯片的vfb引脚，vfb引脚的电压与内部基准电压通过误差放大电路5001产生第一比较电压va信号，方波生成电路5003中的第三比较器comp3将第一比较电压va信号与斜波生成电路5002产生的第二比较电压vb信号进行比较输出一占空比随第一比较电压va电压变化而变化的第三比较电压vd信号，又有方波生成电路5003中的第四比较器comp4将第三固定电压v3与斜波生成电路5002产生的vb斜波信号进行比较输出一占空比固定的第四比较电压vc信号；通过逻辑处理单元电路5004中的第五比较器comp5比较va电压与v3电压大小，使得当va电压高于v3电压时，逻辑处理单元电路5004的输出vo与vc信号一致，当va电压低于v3电压时，逻辑处理单元电路5004的输出vo与vd信号一致。

刚上电时由于第一电容c1电压比较低，因此vfb引脚电压较低，则误差放大电路5001的输出端电压va为高电平，且va的电压高于设定的v3电压，所以逻辑处理单元电路5004输出的vo信号为固定占空比信号vc，所以恒压控制芯片1000会以固定占空比工作。

第二功率管m2导通时输入端电源vdc对第一电感l1和储能电容cout充电，同时给后级负载供电，功率管关断时，第一电感l1会给储能电容cout和第一电容c1充电，且第一电感l1两端的电压会被钳位至储能电容cout两端的电压，使得第一电容c1两端的电压也被钳位至储能电容cout两端的电压。

随着储能电容cout的电压上升，即第一电容c1的电压上升，使vfb电压上升，参考误差放大电路5001中，vfb电压的上升会使得va的电压下降，当va电压下降到低于v3，逻辑处理单元电路5004输出的vo信号为可变占空比信号vd。当输入端电源vdc电压固定后，此时恒压控制芯片1000的占空比随着va电压增高而加大，随着va电压降低而减小。

如果此时储能电容cout的电压高于设定值时，即第一电容c1的电压高于设定值，vfb电压会高于vref电压，va电压会降低，因此占空比会减小，随着占空比d的减小，且d=vout/vin，vin即输入端vdc电压，由于vin固定不变，vout电压（即储能电容cout的电压）会随之减小，随着vout电压（即储能电容cout的电压）在减小，第一电容c1的电压也会跟着减小，即vfb电压在减小，参考图3中误差放大电路5001，vfb电压的减小会使得va的电压上升，随着va电压的上升，占空比会上升，随着占空比d的上升，且d=vout/vin，vin固定不变，vout电压会随之上升，经过多次循环后，当储能电容cout的电压被稳定至设定电压值时，即第一电容c1的电压通过第二分压电阻r2和第一分压电阻r1分压的vfb电压可以稳定va电压不再变化，即占空比稳定不变时，输出端电压稳定不变。

如果此时储能电容cout的电压低于设定值时，即第一电容c1的电压低于设定值，因此vfb电压会低于vref电压，因此va电压会升高，因此占空比会增大，随着占空比d的增大，且d=vout/vin，vin固定不变，vout电压（即储能电容cout电容的电压）会随之增大，随着vout电压在增大，第一电容c1的电压也会跟着增大，即vfb电压在增大，参考误差放大电路5001，vfb电压的增大会使得va的电压降低，随着va电压的降低，占空比会降低，随着占空比d的降低，且d=vout/vin，vin固定不变，vout电压会随之降低，经过多次循环后，当储能电容cout的电压被稳定至设定电压值时，即第一电容c1的电压通过第二分压电阻r2和第一分压电阻r1分压的vfb电压可以稳定va电压不再变化，即占空比稳定不变时，输出端电压稳定不变。

另外，稳定状态下，第二功率管m2关断期间，第一电容c1的电压最终被钳位至储能电容cout两端的电压即vout电压。

在第二功率管m2导通期间，第一电容c1只通过第一分压电阻r1、第二分压电阻r2放电，第一电容c1、第二分压电阻r2、第一分压电阻r1构成rc放电电路，且第一电容c1上的初始电压值为vout，rc放电电路的公式(2)：

（2）；

其中r1、r2分别为第一分压电阻r1、第二分压电阻r2的阻值，t为时间，c1为第一电容c1的容量，uc1为第一电容c1两端的电压，uo为第一电容c1两端的初始电压即vout电压。

通常情况下恒压控制芯片1000的开关频率在100khz左右，且第一电容c1的电压允许有1%左右的波动，即在第二功率管m2导通期间第一电容c1电压允许降低至0.99倍的uo，根据此条件可以计算出（r1+r2）*c1的值约为0.000995，因此通常将外部第一电容c1的容量设计在33nf左右，将第一分压电阻r1与第二分压电阻r2的电阻之和设计在30kω左右。

在开始上电状态下，所述恒压控制电路500输出vo信号为固定占空比信号，此时与所述恒压控制电路500连接的电源芯片以固定占空比工作，电源芯片连接的功率管导通时，恒压控制芯片的输入端电源vdc对与第一电感l1和储能电容cout充电，当功率管关断时，第一电感l1给储能电容cout和第一电容c1充电，同时第一电容c1上的电压被钳位至储能电容cout两端的电压。

本发明可以做到完全浮地的效果，解决了浮地结构的电源芯片无法精确控制输出电压的问题，且内部电路结构简单，成本与工艺要求大大降低。

对于本领域普通技术人员来说，上述实施例中未尽描述，可以根据附图获知，不影响本发明的实施。

以上实施例中，各电路或模块的组成部分，可以采用等同功能的电路或者模块替代，对于实现相同功能的电路结构，也可以采用现有公知的其他电路结构代替，本发明不再一一实施说明。

以上所述，仅为本公开的具体实施方式，但本公开的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本公开揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本公开的保护范围之内。因此，本公开的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。