适用于COT模式转换器的内部纹波补偿电路及转换器的制作方法

适用于cot模式转换器的内部纹波补偿电路及转换器
技术领域
1.本发明涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种适用于cot模式转换器的内部纹波补偿电路及转换器。


背景技术：

2.在电子电路设计中，相对于传统的电压控制模式与峰值电流模式控制模式来说，cot(constant-on-time，恒定导通时间)控制模式更具有明显的优点。cot控制模式不需要传统意义上的误差放大器，使得cot控制模式能够在保持精度的同时具有更快的响应速度；cot控制模式在轻载下的效率有较大的提升，这也符合电子产品未来的发展趋势；cot控制模式在全输入范围的频率保持不变，这对于对抗电磁干扰具有重要的意义；同时cot控制环路相对简单。cot控制架构在电源管理芯片中备受青睐。
3.传统的纹波补偿电路需要输出电容有较大的esr(equivalent series resistance，等效串联电阻)电阻以产生较大的输出纹波，但是随着集成化的需求，低esr、体积小的贴片式钽电容或者陶瓷电容成为主流。因此传统的cot控制降压型转换器的输出电压与电感电流之间存在相位滞，导致转换器产生次谐波震荡。如图1所示。
4.为了解决由于输出纹波的相位滞后导致的次谐波震荡，片上的纹波补偿被引入，如图2所示，此种纹波补偿方式需要使用较多的外部元件，这无疑增加系统的复杂程度与成本。
5.中国专利(公告号cn106253671a)公开了一种基于采样电感电流作为纹波补偿的方法，包括以下步骤：第一步，对电感电流进行采样；第二步，电感电流纹波信息预放大；第三步，保持对放大后的信号；第四步，纹波叠加电路。该专利的内部纹波补偿电路不再需要额外的采样电路，减少了外部元器件，简化了系统的设计复杂度，同时也保证了系统的稳定性。但是在该专利公开的技术方案中，电感电流采样的信号受功率器件导通阻抗的影响，功率管的导通阻抗受温度、工艺、电源电压的影响，因此最终的纹波补偿的受温度、工艺、电源电压影响较大；纹波放大电路和纹波叠加电路的输入共模范围较小，对于大电流、高功率管导通阻抗的应用情况，采样的电压信号超出输入共模范围，无法实现片内纹波补偿。


技术实现要素：

6.本发明实施例旨在提供一种适用于cot模式转换器的内部纹波补偿电路及转换器，可以使内部纹波补偿电路产生叠加纹波补偿的基准电压的纹波大小与电感电流纹波成线性的关系，并且不受工艺、温度以及内部电压的影响，保证内部纹波补偿电路实现纹波补偿以满足环路稳定性，同时也保证了输出电压的精度。
7.为解决上述技术问题，本发明实施例提供以下技术方案：一种适用于cot模式转换器的内部纹波补偿电路，所述内部纹波补偿电路包括：电感电流采样电路、电感电流纹波采样保持电路和纹波叠加电路；其中：
8.所述电感电流采样电路，用于采样电感电流信号，以得到与电感电流成一定比例
关系的采样电流，并将所述采样电流输入到电感电流纹波采样保持电路中；
9.所述电感电流纹波采样保持电路，用于将接到的所述采样电流信号转换为电压信号，以及获取在采样周期内的采样电感电流信息和电感电流谷值信息，并保持电感电流谷值信息，输入到纹波叠加电路中；
10.所述纹波叠加电路，用于将基准电压、所述采样电感电流信息、所述电感电流谷值信息叠加后得到叠加纹波补偿的基准电压。
11.可选地，所述电感电流采样电路包括：电压采样电路和电流采样电路；其中：
12.所述电压采样电路，用于采样所述电感电流在下功率管导通电阻上产生的下功率管导通电压；
13.所述电流采样电路，用于将所述下功率管导通电压转化为采样电流。
14.可选地，所述电压采样包括：第一nmos管、第二nmos管和反相器；
15.所述反相器的输入端与采样控制信号端连接后与所述第二nmos管的栅极连接，输出端与所述第一nmos管的栅极连接；所述第一nmos管的源极接地，漏极连接至第二nmos管的源极；所述第二nmos管的漏极与开关sw端连接；所述第一nmos管的漏极与所述第二nmos管的源极连接处输出采样电压。
16.可选地，当所述下功率管导通时，采样控制信号为高电平，所述第一nmos管关闭，所述第二nmos管导通，所述采样电压等于开关sw的电压；当所述下功率管关断时，采样控制信号为低电平，所述第一nmos管导通，所述第二nmos管导通，所述采样电压等于地电压。
17.可选地，所述电流采样电路包括：第一放大电路、电流镜、压控电阻；
18.所述第一放大电路用于保证放大电路的两个输入端电压相等；所述压控电阻用于将sw电压与gnd之间的电压差转换为电流；所述电流镜用于镜像采样电流。
19.可选地，所述第一放大电路包括两个以上电流源、三个以上nmos管、两个以上pmos管；所述电流镜包括两个以上pmos管。
20.可选地，所述电感电流纹波采样保持电路包括：第一开关、第二开关、第一电阻、第一电容和第二电容；其中，
21.所述第一电阻将采样电流转换为电压；所述第一开关和所述第一电容对所述转换后的电压进行采样；所述第二开关和所述第二电容保持所述第一电容的电压，并将采样电压和保持电压传送给所述纹波叠加电路。
22.可选地，所述纹波叠加电路包括跨导放大器和运算放大器；所述跨导放大器的输入端与所述电感电流纹波采样保持电路连接；所述运算放大器的正向端连接基准电压端，反向端与输出端相连，输出端通过第四电阻与所述跨导放大器的叠加纹波补偿的基准电压输出端相连。
23.可选地，所述跨导放大器将采样电压与保持电压的差值转换为电流信号；所述运算放大器用作基准电压的缓冲器；所述第四电阻将电流信号转换为电压信号；所述跨导放大器、所述运算放大器以及所述第四电阻将采样电压和保持电压的差值叠加在基准电压上。
24.为解决上述技术问题，本发明实施例还提供以下技术方案：一种转换器，所述转换器包括如本发明任一实施例所述的的内部纹波补偿电路。
25.与现有技术相比较，本发明实施例提供的一种适用于cot模式转换器的内部纹波
补偿电路及转换器，通过电感电流采样电路采样电感电流信号，以得到与电感电流成一定比例关系的采样电流，保证采样电流与电感电流具有相同的相位信息，同时采样电流与电感电流的比例是一个固定的常数，与功率管的导通阻抗无关，即消除了工艺、温度、内部电压的影响，最后将所述采样电流输入到电感电流纹波采样保持电路中；电感电流纹波采样保持电路将接到的所述采样电流信号转换为电压信号，以及获取在采样周期内的采样电感电流信息和电感电流谷值信息，输入到纹波叠加电路中，保证最后叠加的纹波是电感电流的纹波信息，消除了电感电流的直流信息；纹波叠加电路将基准电压、所述采样电感电流信息、所述电感电流谷值信息叠加后得到叠加纹波补偿的基准电压。从而使内部纹波补偿电路产生的叠加纹波补偿的基准电压vsigma的纹波大小与电感电流纹波成线性的关系，并且不受工艺、温度以及内部电压的影响，保证内部纹波补偿电路实现纹波补偿以满足环路稳定性，同时也不会造成输出电压的直流失调。并且，在整个纹波补偿电路中，所有电路均有很大的线性输入范围，保证了大电流、高功率管导通阻抗的应用中，纹波补偿不受到任何的影响。从而在通过将采样电流的交流量叠加在基准电压上，消除了由于输出电容esr(equivalent series resistance，等效串联电阻)较小而产生的输出纹波电压与电感电流相位滞后的现象，进而解决了转换器的次谐波震荡问题。本发明实施例提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路克服了cot控制的次谐波振荡，保持了良好的稳定性，并改善传统cot的dc误差，提高了电路精度。相比于传统cot控制系统，本发明摆脱了对于输出电容esr大小的依赖，拓宽输出电容元件可选范围；相对于片外的纹波补偿电路，减少了外部元器件，降低了成本与系统的复杂度；相对于其他的片内纹波补偿电路，保证了纹波补偿量与电感电流纹波成线性的关系，并且几乎不受工艺、电源电压和温度的影响，使得电路的稳定性设计独立于电源电压、工艺和温度的漂移，而且，本发明的方案对电感电流大小、功率管导通阻抗没有特别的限制。
附图说明
26.一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
27.图1是传统的cot模式控制降压性转换器的框图示意图。
28.图2是传统的cot模式控制的片外纹波补偿电路的示意图。
29.图3是本发明提供的具有一种基于cot模式控制的内部纹波补偿电路的转换器的框图示意图。
30.图4是本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路的框图示意图。
31.图5是本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的电感电流采样电路的示意图。
32.图6是本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的电感电流纹波采样保持电路的示意图。
33.图7是本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的纹波叠加电路的示意图。
34.图8是本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的纹波补偿
内部信号波形的仿真示意图。
35.图9是本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的纹波补偿后基准电压信号在不同工艺角下波形的仿真示意图。
36.图10是本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中纹波补偿后基准电压信号在不同温度下波形的仿真示意图。
具体实施方式
37.为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。需要说明的是，当元件被表述“固定于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上、或者其间可以存在一个或多个居中的元件。当一个元件被表述“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件、或者其间可以存在一个或多个居中的元件。本说明书所使用的术语“上”、“下”、“内”、“外”、“底部”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”“第三”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
38.除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本说明书中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
39.此外，下面所描述的本发明不同实施例中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
40.在一个实施例中，如图4所示，本发明提供一种适用于cot模式转换器的内部纹波补偿电路，所述内部纹波补偿电路100包括：电感电流采样电路10、电感电流纹波采样保持电路20和纹波叠加电路30；其中：
41.所述电感电流采样电路10，用于采样电感电流信号，以得到与电感电流成一定比例关系的采样电流，并将所述采样电流输入到电感电流纹波采样保持电路20中。
42.所述电感电流纹波采样保持电路20，用于将接到的所述采样电流信号转换为电压信号，以及获取在采样周期内的采样电感电流信息和电感电流谷值信息，并保持电感电流谷值信息，并将所述采样电感电流信息和电感电流谷值信息输入到纹波叠加电路30中。
43.所述纹波叠加电路30，用于将基准电压、所述采样电感电流信息、所述电感电流谷值信息叠加后得到叠加纹波补偿的基准电压。
44.在本实施例中，通过电感电流采样电路采样电感电流信号，以得到与电感电流成一定比例关系的采样电流，保证采样电流与电感电流具有相同的相位信息，同时采样电流与电感电流的比例是一个固定的常数，与功率管的导通阻抗无关，即消除了工艺、温度、内部电压的影响，最后将所述采样电流输入到电感电流纹波采样保持电路中；电感电流纹波采样保持电路将接到的所述采样电流信号转换为电压信号，以及获取在采样周期内的采样电感电流信息和电感电流谷值信息，输入到纹波叠加电路中，保证最后叠加的纹波是电感电流的纹波信息，消除了电感电流的直流信息；纹波叠加电路将基准电压、所述采样电感电流信息、所述电感电流谷值信息叠加后得到叠加纹波补偿的基准电压。从而使内部纹波补
偿电路产生的叠加纹波补偿的基准电压vsigma的纹波大小与电感电流纹波成线性的关系，并且不受工艺、温度以及内部电压的影响，保证内部纹波补偿电路实现纹波补偿以满足环路稳定性，同时也不会造成输出电压的直流失调。并且，在整个纹波补偿电路中，所有电路均有很大的线性输入范围，保证了大电流、高功率管导通阻抗的应用中，纹波补偿不受到任何的影响。从而在通过将采样电流的交流量叠加在基准电压上，消除了由于输出电容esr(equivalent series resistance，等效串联电阻)较小而产生的输出纹波电压与电感电流相位滞后的现象，进而解决了转换器的次谐波震荡问题。
45.在一个实施例中，所述电感电流采样电路10，用于采样电感电流信号，得到与电感电流成一定比例关系的采样电流，并将所述采样电流输入到电感电流纹波采样保持电路20中。
46.如图3所示，为本发明提供的具有一种基于cot模式控制的内部纹波补偿电路的转换器的框图示意图。
47.如图5所示，为本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的电感电流采样电路的示意图。
48.所述电感电流采样电路10包括：电压采样电路11和电流采样电路12。
49.其中：
50.所述电流采样电路12，用于采样电感电流i
l
；
51.所述电压采样电路11，用于采样所述电感电流i
l
在下功率管mpl的导通电阻r
dson_p1
产生的采样电压v
sw_r
；
52.所述电流采样电路12，用于将所述采样电压v
sw_r
转化为采样电流i
sense
。
53.所述电压采样电路11包括：第一nmos管mn1、第二nmos管mn2和反相器inv；所述反相器inv的输入端与采样控制信号g1端连接后与所述第二nmos管mn2的栅极连接，输出端与所述第一nmos管mn1的栅极连接；所述第一nmos管mn1的源极接地，漏极连接至第二nmos管mn2的源极；所述第二nmos管mn2的漏极与开关sw端连接；所述第一nmos管mn1的漏极与所述第二nmos管mn2的源极连接处输出采样电压v
sw_r
。
54.当下功率管mpl导通时，采样控制信号g1为高电平，第一nmos管mn1关闭，第二nmos管mn2导通，采样电压v
sw_r
等于开关sw的电压v
sw
当下功率管mpl关断时，采样控制信号g1为低电平，第一nmos管mn1导通，第二nmos管mn2导通，采样电压v
sw_r
等于地gnd电压。
55.所述电流采样电路12包括：第一放大电路、电流镜、压控电阻；所述第一放大电路用于保证第一放大电路两个输入端电压相等；所述压控电阻用于将sw电压与gnd之间的电压差转换为电流；所述电流镜用于镜像采样电流。
56.所述第一放大电路包括两个以上电流源、三个以上nmos管、两个以上pmos管；所述电流镜包括两个以上pmos管。
57.具体地，所述第一放大电路至少包括第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第一pmos管mp1、第三pmos管mp3第一电流源i
b1
、第二电流源i
b2
；所述电流镜结构至少包括第二pmos管mp2、第四pmos管mp4，同时，第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4可以共同构成电流镜结构。
58.其中：
59.第一电流源i
b1
和第二电流源i
b2
分别与内部电源avcc端连接；第三nmos管mn3的栅
极与内部电源avcc端连接后与第四nmos管mn4的栅极连接，源极与所述采样电压v
sw_r
端连接，漏极与第五nmos管mn5的源极连接；第四nmos管mn4的栅极与内部电源avcc端连接，源极接地，漏极与第六pmos管mn6的源极连接；第五nmos管mn5的栅极与漏极连接，漏极与第一电流源i
b1
连接；第六nmos管mn6的栅极与第五nmos管mn5的栅极连接，漏极与第二电流源i
b2
连接；第七nmos管mn7的栅极分别与第六nmos管mn6的栅极、第五nmos管mn5的栅极连接，源极连接至第三nmos管mn3漏极与第五nmos管mn5源极的连接处，漏极与第三pmos管mp3的漏极连接；第一pmos管mp1的栅极与漏极连接，源极与内部电源avcc端连接，漏极与第三pmos管mp3的源极连接；第二pmos管mp2的栅极与第一pmos管mp1的栅极连接，源极与内部电源avcc端连接，漏极与第四pmos管mp4的源极连接；第三pmos管mp3的栅极与漏极连接，源极与第一pmos管mp1的漏极连接，漏极与第七nmos管mn7的漏极连接；第四pmos管mp4的栅极与第三pmos管mp3的栅极连接，源极与第二pmos管mp2的漏极连接，漏极输出采样电流i
sense
，将所述采样电流i
sense
输入到电感电流纹波采样保持电路20中。
60.当下功率管mpl导通时，根据所述电感电流采样电路采样电感电流i
l
，及下功率管mpl的导通电阻r
dson_p1
，计算得到采样电压v
sw_r
，所述采样电压v
sw_r
可以表示为：
[0061]vsw_r
＝0-i
lrdson_p1
＝-i
lrdson_p1
ꢀꢀꢀ
(1)
[0062]
其中，所述采样电压v
sw_r
包含了电感电流i
l
的信息。
[0063]
同时，压控电阻将所述采样电压v
sw_r
与gnd的电压差值转化为采样电流i
sense
。所述压控电阻包括第三nmos管mn3、第四nmos管mn4，mn3和mn4的导通阻抗为r
dson_n3
，根据所述压控电阻r
dson_n3
，可以计算得出采样电流i
sense
：
[0064][0065]
从上述(2)中可以得出，所述电感电流采样电路10采样出来的采样电流i
sense
与电感电流i
l
成一定比例关系，保证了采样电流i
sense
与电感电流i
l
具有相同的相位信息，同时采样电流i
sense
与电感电流i
l
的比例是一个固定的常数。
[0066]
在一个实施例中，所述电感电流纹波采样保持电路20，用于将接到的所述采样电流信号转换为电压信号，获取在采样周期内的采样电感电流信息和电感电流谷值i
l_min
信息，并保持电感电流谷值信息，并将所述采样电感电流信息和电感电流谷值i
l_min
信息输入到纹波叠加电路30中。
[0067]
所述电感电流纹波采样保持电路20包括：第一开关s1、第二开关s2、第一电阻r1、第一电容c1和第二电容c2；其中，
[0068]
所述第一电阻r1将采样电流转换为电压；所述第一开关s1和所述第一电容c1对所述转换后的电压进行采样；所述第二开关s2和所述第二电容c2保持所述第一电容c1的电压，并将采样电压和保持电压传送给所述纹波叠加电路。
[0069]
如图6所示，为本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的电感电流纹波采样保持电路的示意图。
[0070]
所述电感电流纹波采样保持电路20包括：第一开关s1、第二开关s2、第一电阻r1、第一电容c1和第二电容c2；其中，第一开关s1的一端与第二开关s2的一端串联连接，所述第一电容c1的一端连接至第一开关s1与第二开关s2的连接处，所述第一电阻r1的另一端连接至第一开关s1的另一端，第二电容c2的另一端连接至第二开关s2的另一端，所述第一电阻
r1的另一端、第一电容c1的另一端、第二电容c2的另一端分别连接在一起；所述第一电阻r1与第一开关s1的连接处与所述电感电流纹波采样保持电路10的采样电流i
sense
的输出端连接。
[0071]
在图6中，所述电感电流纹波采样保持电路20将采样电流i
sense
转换为采样电压v
sense
。
[0072]
在下功率管mpl导通时，第一开关s1导通，第二开关s2关断，此时，采样电压v
sense
与第一电容c1上的电压v
sensep
相同；即：
[0073][0074]
在下功率管mpl关断时，第一开关s1关断，第二开关s2导通，此时第一电容c1与第二电容c2保持并联。此时第一电容c1的电压v
sensep_min
为电感电流谷值i
l_min
时对应的采样电压，根据电容的电势能公式，可计算得出第二电容c2的电压v
sensen
为：
[0075][0076]
其中，电压v
sensen_n-1
为前一个开关周期的第二电容c2上的电压。
[0077]
电路稳定后，电压v
sensep_min
为固定值，根据迭代法可以的得出：
[0078][0079]
在本实施例中，所述电感电流纹波采样保持电路20，首先将采样电流i
sense
转换为采样电压v
sense
，获取在采样周期内的采样电感电流信息和电感电流谷值i
l_min
信息，并保持电感电流谷值信息，并将所述采样电感电流信息和电感电流谷值i
l_min
信息输入到纹波叠加电路30中，从而保证了最后叠加的纹波是电感电流的纹波信息，消除了电感电流的直流信息。
[0080]
在一个实施例中，所述纹波叠加电路30，用于将基准电压、采样电感电流信息、电感电流谷值信息叠加后得到叠加纹波补偿的基准电压。
[0081]
所述纹波叠加电路30包括跨导放大器31和运算放大器32；所述跨导放大器31的输入端与所述电感电流纹波采样保持电路20连接；所述运算放大器31的正向端连接基准电压端，反向端与输出端相连，输出端通过第四电阻r4与所述跨导放大器31的叠加纹波补偿的基准电压输出端相连。
[0082]
所述跨导放大器31将采样电压与保持电压的差值转换为电流信号；所述运算放大器32用作基准电压的缓冲器；所述第四电阻r4将电流信号转换为电压信号；所述跨导放大器31、所述运算放大器32以及所述第四电阻r4将采样电压和保持电压的差值信息叠加在基准电压上，如将电压差值乘以相应系数或者通过电压差值进行相应运算后叠加到基准电压。
[0083]
如图7所示，为本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的纹波叠加电路的示意图。
[0084]
所述纹波叠加电路30包括跨导放大器31和运算放大器32。
[0085]
所述跨导放大器31包括：第三电流源i
b3
、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7、第八
pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4。其中：
[0086]
第三电流源ib3连接至内部电源avcc端。
[0087]
第五pmos管mp5的栅极连接至第一电容c1的电压v
sensep
端，源极与第二电阻r2连接后连接至第三电流源ib3，漏极连接至第九nmos管mn9的漏极；第六pmos管mp6的栅极连接至第二电容c2的电压v
sensen
端，源极与第三电阻r3连接后连接至第三电流源ib3，漏极连接至第十nmos管mn10的漏极；第九nmos管mn9的栅极与漏极连接，源极接地，漏极与第五pmos管mp5的漏极连接；第十pmos管mn10的栅极与漏极连接，源极接地，漏极与第六pmos管mp6的漏极连接；第八nmos管mn8的栅极与第九nmos管mn9的栅极连接，源极接地，漏极与第七pmos管mp7的漏极连接；第十一nmos管mn11的栅极与第十nmos管mn10的栅极连接，源极接地，漏极与第六pmos管mp6的漏极连接；第七pmos管mp7的栅极与漏极连接，源极与第八pmos管mp8的漏极连接，漏极与第八nmos管mn8的漏极连接；第十pmos管mp10的栅极与第七pmos管mp7的栅极连接，源极与第九pmos管mp9的漏极连接，漏极与第十一nmos管mn11的漏极连接；第八pmos管mp8的栅极与漏极连接，源极与内部电源avcc端连接，漏极与第七pmos管mp7的源极连接；第九pmos管mp9的栅极与第八pmos管mp8的栅极连接，源极与内部电源avcc端连接，漏极与第十pmos管mp10的源极连接；第十pmos管mp10漏极与第十一nmos管mn11漏极的连接处输出叠加纹波补偿的基准电压v
sigma
。
[0088]
所述运算放大器32的正向端连接基准电压vref端，反向端与输出端vrebuf相连，输出端vrbuf通过一个第四电阻r4与跨导放大器31的叠加纹波补偿的基准电压v
sigma
输出端相连。
[0089]
在图7中，所述纹波叠加电路30包括跨导放大器31和运算放大器32；所述跨导放大器31的输入端分别接第二电容c2的电压v
sensen
和第一电容c1的电压v
sensep
，其中跨导放大器31的输出端v
sigma
通过一个第四电阻r4与运算放大器32的输出端vrbuf相连，运算放大器32的正向端连接基准电压vref端，反向端与输出端vrebuf相连。
[0090]
根据运算放大器32输入虚短的特性，可以得出运算放大器32的输出电压vrbuf为：
[0091]
vrbuf＝vref
ꢀꢀꢀ
(6)
[0092]
设置所述跨导放大器31中第二电阻r2与第三电阻r3大小尺寸完全相同，第五pmos管mp5与第六pmos管mp6的大小尺寸相同，设置第五pmos管mp5与第六pmos管mp6的跨导g
m5，6
与第二电阻r2的阻值乘积g
m5，6
r2＞＞1，即可计算得出跨导放大器31的跨导gm为：
[0093][0094]
即可进一步计算得出跨导放大器31流入的电流为：
[0095][0096]
即可进一步计算得出叠加纹波补偿的基准电压v
sigma
为：
[0097]vsigma
＝vrbuf-i
ripple
r4ꢀꢀꢀ
(9)
[0098]
根据以上各个公式可以得出叠加纹波补偿的基准电压v
sigma
：
[0099][0100]
所述纹波叠加电路30的跨导放大器31的结构决定了所述纹波叠加电路30具有较
大输入差模范围，可以很好地处理较大电感电流纹波的应用。
[0101]
其中，下功率管mpl和所述电感电流采样电路10中第三nmos管和第四nmos管mn4均工作在线性区，根据工作在线性区的导通电阻表达式为：
[0102][0103]
上式(11)中，u
n，p
为载流子的迁移率，cox为单位面积的栅氧化层电容，w，l分别为mos管的宽和长，v
gs
为mos管的栅源电压。
[0104]
在保证下功率管mpl和所述电感电流采样电路10中第三nmos管和第四nmos管mn4的器件类型相同，并且栅端电压接内部电源avcc时，叠加纹波补偿的基准电压v
sigma
可以表示为：
[0105][0106]
上式(12)中，(w/l)
pl
为下功率管mpl的宽长比，(w/l)
3，4
为电感电流采样电路10中第三nmos管和第四nmos管mn4的宽长比。设置第一电阻r1与第二电阻r2为同类型的电阻，选择零温度系数的电阻第三电阻r3可以保证纹波补偿不受温度、电压、功率管的工艺变化。
[0107]
同时，在电感电流i
l
达到电感电流谷值i
l_min
时，开启上功率管mph，关闭下功率管mpl，即v
fb
(反馈电压)＝v
sigma
＝v
ref
时开启上功率管mph，关闭下功率管mpl，保证了内部纹波补偿电路实现纹波补偿以满足环路稳定性，同时也不会造成输出电压的直流失调。
[0108]
如图8所示，为本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的纹波补偿内部信号波形的仿真示意图。如图9所示，为本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中的纹波补偿后基准电压信号在ss、ff、tt不同工艺角(corner)下波形的仿真示意图。如图10所示，为本发明提供的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路中纹波补偿后基准电压信号在-40
°
、25
°
、125
°
不同温度下波形的仿真示意图。图8至图10中，io为负载电流，即图3负载电阻r
l
上的电流；i
l
为电感电流，即图3电感l上的电流；v
sw_r
为采样电压；v
sensen
为第二电容c2的电压；v
sensep
为第一电容c1的电压；i
ripple
为跨导放大器流入的电流；v
ref
为基准电压；v
fb
为反馈电压；v
sigma
为叠加纹波补偿的基准电压。
[0109]
从图8至图10的仿真示意图可以看出，本发明提供一种适用于cot模式转换器的内部纹波补偿电路，产生的叠加纹波补偿的基准电压v
sigma
的纹波大小与电感电流成线性的关系，并且不受工艺、温度以及内部电压。另外电感电流达到谷值时，纹波补偿量为0，v
fb
＝v
sigma
＝v
ref
，因此纹波补偿电路在保证系统稳定的同时也保证了精度，保证内部纹波补偿电路实现纹波补偿以满足环路稳定性，同时也不会造成输出电压的直流失调。并且，在整个纹波补偿电路中，所有电路均有很大的线性输入范围，保证了大电流、高功率管导通阻抗的应用中，纹波补偿不受到任何的影响。从而在通过将采样电流的交流量叠加在基准电压上，消除了由于输出电容esr(equivalent series resistance，等效串联电阻)较小而产生的输出纹波电压与电感电流相位滞后的现象，进而解决了转换器的次谐波震荡问题。
[0110]
基于同一构思，在一个实施例中，如图3所示，本发明提供一种转换器，所述转换器包括如上述任一实施例所述的一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路100。
[0111]
本实施例中，所述基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路100与上述任一实施例
所述的基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路100是一致，具体的结构与功能可以参考上述任一实施例所述的基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路100，在此不再赘述。
[0112]
在本实施例中，通过转换器包括一种基于cot模式转换器的内部纹波补偿电路，所述内部纹波补偿电路产生的叠加纹波补偿的基准电压v
sigma
的纹波大小与电感电流成线性的关系，并且不受工艺、温度以及内部电压。另外电感电流达到谷值时，纹波补偿量为0，v
fb
＝v
sigma
＝v
ref
，因此纹波补偿电路在保证系统稳定的同时也保证了精度，保证内部纹波补偿电路实现纹波补偿以满足环路稳定性，同时也不会造成输出电压的直流失调。并且，在整个纹波补偿电路中，所有电路均有很大的线性输入范围，保证了大电流、高功率管导通阻抗的应用中，纹波补偿不受到任何的影响。从而在通过将采样电流的交流量叠加在基准电压上，消除了由于输出电容esr(equivalent series resistance，等效串联电阻)较小而产生的输出纹波电压与电感电流相位滞后的现象，进而解决了转换器的次谐波震荡问题。
[0113]
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。