一种快速响应的高速线性稳压器的制作方法

1.本发明涉及电源管理芯片，尤其涉及一种快速响应的高速线性稳压器，属于集成电路技术领域。


背景技术：

2.随着便携式电子产品的广泛使用于工作和生活的各个方面，对供电电源的性能提出了更高的要求，尤其是系统的抗干扰能力、低电压工作能力以及低功耗等等。线性稳压器（ldo）电源可以提供优良的抗电源干扰能力和低噪声特性，被广泛应用于电路设计中，但是随着通信技术的发展，对电子终端的导通时间、切换时间和关闭时间等性能提出了更高的要求，因此需要模拟集成电路具有更快的响应速度，而负责为模拟集成电路提供直流工作点的电源偏置电路首当其冲。ldo电路作为一种常用的电源偏置电路，面临着减少响应时间的迫切要求。
3.如图1，传统的ldo电路偏置和基准用于提供基准电压和偏置电流的参考电压，rfb1和rfb2为反馈电阻网络，反馈电压为fb，p11/p12/p13/p14/n11/n12/n13/rc/cc组成两级运放，通过比较基准电压和反馈电压fb，来控制功率管ppower输出电压vout稳定。其中运放的第一级只有p11供电，是固定的偏置电流，导致运放的带宽受限；运放的第二级由电流源p12和输出管n13组成，会在在功率管power的栅极形成一个大的极点，会明显影响环路稳定性。此外，rc和cc组成固定补偿，针对全负载范围的应用，只能补偿负载范围的一端，要么轻载，要么重载，不能实现全负载范围内补偿的兼顾。
4.中国专利zl 201710905386.4提供了一种快速响应ldo电路，通过ab类驱动电路实现很小的静态功耗情况下产生很大的电流驱动，在功耗一定的情况下加快了功率管控制端信号的建立，进而加快了环路的调整速度；申请号为201711004540.7的中国专利申请也提供了一种ldo电路，通过采用瞬态反应电路实现快速响应输出电压的变化，迅速调节功率器件的驱动电压，进而改善ldo电路的瞬态特性，增加ldo电路的交流精度。
5.上述两种现有技术ldo电路的不足在于：增加了电路级数和反馈电容，会影响电路的环路稳定性，甚至会恶化原ldo电路的性能；并且不能根据负载变化实时调节快速响应电路，从而局限了应用范围。芯片面积和成本大幅增加，因此并不适用于目前的便携式设备的发展趋势。


技术实现要素：

6.为解决现有技术存在的缺陷，本发明提供一种快速响应的高速线性稳压器，可以明显提升ldo的环路带宽，在显著提升响应速度的基础上还可以明显降低成本，简化芯片的外围电路。
7.为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案如下：一种快速响应的高速线性稳压器，其特征在于，包括pmos管p1、p2、p3、p4和ppower，nmos管n1、n2、n3、n4和nc，电阻r1、r2、rfb1、rfb2和rload以及电容cc1和电容cout；
pmos管p1的栅极连接偏置和基准模块的输出的偏置电压bias，pmos管p1的漏极与pmos管p2的漏极互连并连接pmos管p3的源极和衬底以及pmos管p4的源极和衬底，pmos管p3的栅极连接偏置和基准模块输出的基准电压vref，pmos管p3的漏极连接nmos管n1的漏极和栅极以及nmos管n2的栅极，nmos管n1的源极和衬底与nmos管n2的源极和衬底、nmos管nc的源极和衬底、nmos管n3的源极和衬底以及nmos管n4的源极和衬底连接在一起并接地，nmos管n2的漏极连接pmos管p4的漏极和电容cc1的一端、nmos管nc的栅极以及nmos管n3的栅极和nmos管n4的栅极，电容cc1的另一端连接nmos管nc的漏极，nmos管n3的漏极连接nmos管n5的栅极和电阻r2的一端，nmos管n4的漏极连接nmos管n5的源极和衬底以及pmos管p2的栅极、电阻r1的一端和pmos管ppower的栅极，pmos管ppower的源极和衬底与电阻r1的另一端和nmos管n5的漏极、电阻r2的另一端、pmos管p1的源极和衬底以及pmos管p2的源极和衬底连接在一起并连接电源电压vin，pmos管ppower的漏极连接电阻rfb1的一端、电容cout的一端和电阻rload的一端并输出电压vout，电阻rfb1的另一端连接电阻rfb2的一端产生的反馈电压fb连接pmos管p4的栅极，电阻rfb2的另一端以及电容cout的另一端和电阻rload的另一端均接地。
8.所述pmos管p1与pmos管p2、pmos管p3、pmos管p4、nmos管n1和nmos管n2构成运算放大器的第一级，nmos管n3与nmos管n4、nmos管n5、电阻r2和电阻r1构成运算放大器的第二级，nmos管nc和电容cc构成动态补偿电路，第一、第二两级运算放大器、pmos管ppower以及电阻rfb1和rfb2构成反馈网络，通过电阻rfb1与电阻rfb2连接点产生的反馈电压fb与基准电压vref进行比较，控制pmos管ppower产生稳定的输出电压vout，vout=vref*（rfb1+rfb2）/rfb2。
9.进一步地，所述pmos管p1、pmos管p2、pmos管p3、pmos管p4和pmos管ppower均为增强pmos管，其中pmos管ppower为高速线性稳压器的输出功率管。
10.进一步地，所述nmos管n1、nmos管n2、 nmos管n3、nmos管n4、nmos管n5和nmos管nc均为增强nmos管。
11.本发明的优点及显著效果：与现有技术图1相比较，在运放的第二级，引入n5构成nmos输出的跟随器，作为输出power栅极的上拉电阻，降低输出阻抗，提升上拉能力；增加下拉nmos管n4的尺寸，增强下拉能力；在运放的第一级中引入随负载增加而增加的动态偏置电流源p2，从而提升补偿电容cc1的上电速度；同时采用动态补偿（nc和cc1）替代固定补偿（rc和cc），以实现全负载范围内的环路稳定性。在运放的第一级、第二级驱动能力显著提升的基础上，由于又引入动态补偿来保证全范围环路稳定性，可以明显提升ldo的环路带宽，从而可以在显著提升响应速度的基础上还可以明显降低成本，简化芯片的外围电路。
附图说明
12.图1为传统的ldo电路。
13.图2为本发明快速响应的高速ldo电路。
具体实施方式
14.在图2为本发明快速响应的高速ldo电路图中，偏置和基准模块分别用于提供运放所需要pmos电流源偏置电压bias，和基准电压vref。其中p1/p2/p3/p4/ppower为增强pmos
管，并且ppower为ldo的输出功率管。n1/n2/n3/n4/n5/nc为增强nmos管。r1/r2/rfb1/rfb2为电阻，cc为补偿电容，cout为输出电容，rload为负载电阻。
15.p1和p2的源衬相接，连接至vin。p1的栅极接偏置和基准模块的bias电压。p1的漏极和p2的漏极一起连接至p3及p4的源衬。p3的栅极接基准电压vref。p3的漏极接n1的栅漏极，和n2的栅极。n1、n2、nc、n3、n4的源衬相接，连接至地。n2的漏极接p4的漏极、nc的栅极、补偿电容cc的上极板、n3和n4的栅极。p4的栅极接至rfb1和rfb2的交点fb处。cc的下级板接nc的漏极。n3的漏极接n5的栅极和电阻r2的一端。r2的另一端和n5的漏极接至vin。n5的源衬相接，连接n4的漏极、ppower的栅极、p2的栅极、电阻r1的一端。r1的另一端和ppower的源衬一起，连接至vin。ppower的漏极接rfb1的一端、cout的上极板、rload的一端和vout。rfb2和rload另一端、cout的下级板一起接地。
16.本发明图2的运行方式如下：p1/p2/p3/p4/n1/n2组成运放的第一级，nc和cc构成动态补偿电路，n3/n4/n5/r2/r1构成运放的第二级，用于驱动ppower的栅极。两级运放、输出管ppower以及反馈电阻rfb1和rfb2形负反馈环路，通过比较反馈电压fb和基准电压vref，从而控制输出管ppower产生稳定的输出vout，并且vout=vref*（rfb1+rfb2）/rfb2。其中p1/p3/p4/n1/n2与现有技术图1第一级运放结构p11/p13/p14/n11/n12相同，但元器件参数有调整。且图2中增加了p2管作为运放第一级中的动态电流源，可以随负载电流增加而增加。n3/n4/n5/r2/r1构成运放的第二级，改进了图1现有技术，采用跟随器n5大幅提升了栅极驱动能力，并且由于跟随器的低输出阻抗，将功率管ppower的栅电容形成的极点推向带宽范围外，在提升响应速度的基础上，还可显著提升环路稳定性。此外，采用动态补偿替代图1传统的固定补偿，补偿电阻随负载电流增加而减小，有利于补偿全负载范围内的环路稳定性，对宽带宽应用的适用性更强。
17.当反馈节点fb处的电压等于基准电压vref时，误差放大器是平衡的，此时线性稳压器的输出稳定。当负载减小，反馈fb电压大于基准电压vref时，误差放大器的平衡被打破，p3电流大于p4，n1串联p3，并且和n2镜像相等的电流，因此n2电流大于p4。从而导致增强管n3和n4的栅极电压下降，漏极电流减小。由于r2和n3串联，因此r2的分压减小，即n5的栅极上升，同时n4电流减小，导致n5的源极电位也上升。造成ppower的栅极上升，漏极电流减小。负载分压减小，进而造成反馈电阻rfb2的分压减小，即反馈电压fb减小，直至反馈电压重新等于基准电压vref，此时，误差放大器被平衡。同理，当负载增加，反溃电压fb小于基准电压vre3时，p4电流大于p3，进而大于n2电流，即增强管n3栅极电压上升，增强管n3漏极电流增加。由于r2和n3串联，因此r2的分压增加，即n5的栅极下降，同时n4电流增加，导致n5的源极电位也下降。造成ppower的栅极下降，漏极电流增加。负载分压增加，进而造成反馈电阻rfb2的分压增加，即反馈电压fb增加，直至反馈电压重新等于基准电压vref，此时，误差放大器被平衡。
18.空载时，由于负载电流为0，ppower管输出电流只有反馈电阻的电流，在ua级别，因此p2镜像ppower的电流可以忽略不计，运放只有p1供电，因此可以实现空载时的低功耗。
19.带载时，由于ppower管输出负载电流增加，p2电流增加，此时运放的偏置电流由p1和p2共同提供，增加了偏置电流，明显提升了运放第一级对补偿电容的充电速度。同时，运放的第二级，由于n5作为跟随器引入，输出阻抗很小，n4可以增加尺寸以提供强下拉作用，
但是此处ppower栅极极点由于n5的低阻抗而被推远，从而有利于实现宽带宽的应用，提升响应速度。此外，补偿方式采用动态补偿，补偿电阻随负载电流增加而减小，有利于补偿全负载范围内的环路稳定性，对宽带宽应用的适用性更强。
20.综上所述，由于本发明线性稳压器采用了运放第一级的动态偏置，运放第二级的跟随器结构以及动态补偿，相比于传统的线性稳压器，可以显著增加带宽，进而实现快速响应的高速ldo电路。