一种双向传输的低速信号幅度检测方法与流程

本发明涉及一种双向传输的低速信号幅度检测方法。

背景技术：

在视频传输应用里，视频采集信号与信号处理芯片采用串行传输，需要采集和信号处理之间不光传输RGB和VSNYC、HSYNC信号，同时需要相互之间传输低速的控制信号。如果再额外增加一条传输线，会增加产品的重量。为了节省线缆，在高速接收器端增加低速信号发生器，在高速发送端增加低速信号接收器，高速和低速信号叠加在同一个线缆上完成双向通信功能。双向通信中需要这两种信号都要存在，在线缆没有连接上的时候，会让两者通信不成立。基于对线缆连接的重要性，增加检测低速信号的幅度，来判断连接是否成立，而通常的检测电路只能检测没有叠加的单向信号，所以必须采用能对双向信号检测电路，如图1所示。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种双向传输的低速信号幅度检测方法，能对双向信号的低速信号完成幅度检测。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种双向传输的低速信号幅度检测方法，它包括以下步骤：

S1：通过电位平移电路接收输入的差分信号，并将差分信号的DC工作点转换到第一低通比较器的DC工作点，保持差分信号的小幅度衰减；

S2：通过第一低通比较器衰减双向传输的差分信号上的高速分量，并保留低速信号的分量，第一低通比较器的输入端与电位平移电路连接；同时通过与第一低通比较器结构相同的第二低通比较器，保持与输入的差分信号一致的路径，第二低通比较器输入端接收外部参考信号；

S3：通过幅度平方比较器完成输入信号的幅度平方与固定差值的平方比较：如果输入信号的幅度平方比固定差值的平方大则输出为高电平，如果输入信号的幅度平方比固定差值的平方小则输出为低电平；其中，幅度平方比较器的固定差值信号输入端与第二低通比较器连接，幅度平方比较器的幅度检测信号输入端与第一低通比较器连接；

S4：通过差分转单端比较器将幅度平方比较器完成比较后输出的低摆幅差分电压转换成单端满摆幅信号，以供外部电路使用；差分转单端比较器输入端与幅度平方比较器连接。

所述的电位平移电路包括NMOS管MN1，MN1的栅极分别与信号输入Vin以及电容C1连接，MN1的漏极接VDD，MN1的源极接电阻R1，电阻R1的另一端分别与电容C1的另一端、输出端Vout以及电流源I_SS1连接；MN1的衬底接地。

所述的第一低通比较器和第二低通比较器均包括NMOS管MN2、MN3和PMOS管MP2和MP3；MP2和MP3的源极接VDD，MP2和MP3的栅极对接，MP2的漏极分别与电阻R2、负载电容CL1和MN2的漏极连接，MP3的漏极分别与电阻R3、负载电容CL2和MN3的漏极连接，电阻R2的另一端与电阻R3的另一端连接，电阻R2的另一端和电阻R3的另一端均与MP2和MP3的栅极公共连接点连接，负载电容CL2的另一端和CL1另一端均接地，MN2的栅极接输入电压Vinp，MN2的源极与电流源I_ss2连接，MN3的栅极接输入电压Vinn，MN3的源极与电流源I_ss2连接，电流源I_ss2的另一端接地；MN2的漏极还与输出端Voutn连接，MN3的漏极还与输出端Voutp连接。

所述的幅度平方比较器包括NMOS管MN4、MN5、MN6、MN7和PMOS管MP4、MP5；MP4的源极和MP5的源极接VDD，MP4的栅极和MP5的栅极对接，MP4的漏极与电阻R4连接，MP5的漏极与电阻R5连接，电阻R4的另一端与电阻R5的另一端连接，电阻R4的另一端和电阻R5的另一端均与MP4和MP5的栅极公共连接点连接；MN4的栅极与第二低通比较器的正输出端连接，MN5的栅极与第二低通比较器的负输出端连接，MN4的漏极与MN5的漏极对接后与MP4的漏极连接，MN4的源极与MN5的源极对接后与电流源I_SS3连接；MN6的栅极与第一低通比较器的正输出端连接，MN7的栅极与第一低通比较器的负输出端连接，MN6的漏极与MN7的漏极对接后与MP5的漏极连接，MN6的源极与MN7的源极对接后与电流源I_SS3连接；电流源I_SS3的另一端接地；MN4和MN5的漏极公共连接点与电压输出端Voutn连接，MN6和MN7的漏极公共连接点与电压输出端Voutp连接。

所述的差分转单端比较器包括NMOS管MN8、MN9、MN10、MN11和PMOS管MP6、MP7、MP8、MP9；MP6、MP7、MP8、MP9的源极均与VDD连接，MP6和MP7的栅极对接，MP6的漏极分别与电阻R6和MN8的漏极连接，MP7的漏极分别与电阻R7和MN9的漏极连接，电阻R6的另一端与电阻R7的另一端连接，电阻R6的另一端和电阻R7的另一端均与MP6和MP7的栅极公共连接点连接，MN8的栅极与幅度平方比较器的正输出端连接，MN8的源极与电流源I_ss4连接，MN9的栅极与幅度平方比较器的负输出端连接，MN9的源极与电流源I_ss4连接，电流源I_ss4的另一端接地；MN2的漏极还与MP8的栅极连接，MP7的漏极还与MP9的栅极连接，MP8的漏极与MN11的漏极连接，MN11的栅极与MN10的栅极连接，MN11与MN10的栅极公共连接点与MN11的漏极连接，MN11的源极与MN10的源极均接地，MN10的漏极分别与MP9的漏极和输出端Vout连接。

本发明的有益效果是：本发明特别适用于视频传输应用中双向传输中的幅度检测情况，该电路采用通过电位平移电路把双向通信的信号的DC工作点移到低通比较器的DC工作点，然后经过低通比较器来衰减高速信号的幅度，保留低速信号的幅度，再用幅度平方比较器来比较低速信号幅度的平方和固定差值平方做比较，如果比设定的固定差值平方高则判定低速信号存在，比设定的固定差值平方低则判定低速信号不存在，从而完成检测功能。

附图说明

图1为低速信号幅度检测电路产生的原理图；

图2为本发明方法流程图；

图3为本发明的流程基于的电路框图；

图4为电位平移电路的电路图；

图5为低通比较器电路图；

图6为幅度平方比较器电路图；

图7为差分转单端比较器电路图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案：

如图2所示，一种双向传输的低速信号幅度检测方法，它包括以下步骤：

S1：通过电位平移电路接收输入的差分信号，并将差分信号的DC工作点转换到第一低通比较器的DC工作点，保持差分信号的小幅度衰减；

S2：通过第一低通比较器衰减双向传输的差分信号上的高速分量，并保留低速信号的分量：第一低通比较器的输入端与电位平移电路连接；同时通过与第一低通比较器结构相同的第二低通比较器，保持与输入的差分信号一致的路径，第二低通比较器输入端接收外部参考信号；

S3：通过幅度平方比较器完成输入信号的幅度平方与固定差值的平方比较：如果输入信号的幅度平方比固定差值的平方大则输出为高电平，如果输入信号的幅度平方比固定差值的平方小则输出为低电平；其中，幅度平方比较器的固定差值信号输入端与第二低通比较器连接，幅度平方比较器的幅度检测信号输入端与第一低通比较器连接；

S4：通过差分转单端比较器将幅度平方比较器完成比较后输出的低摆幅差分电压转换成单端满摆幅信号，以供外部电路使用；差分转单端比较器输入端与幅度平方比较器连接。检测完成的信号直接输入数字处理模块，而数字处理模块的电平识别要求为满摆幅的CMOS电平。

如图4所示，所述的电位平移电路包括NMOS管MN1，MN1的栅极分别与信号输入Vin以及电容C1连接，MN1的漏极接VDD，MN1的源极接电阻R1，电阻R1的另一端分别与电容C1的另一端、输出端Vout以及电流源I_SS1连接；MN1的衬底接地。电位平移电路属于重复调用电路，在电位平移比较中调用两次，即输入VIN+调用一个电位平移电路而输入VIN-调用另一个电位平移电路，形成了两输入和两输出。

图4为电位平移电路框图，通过对射随结构分析可以得到DC工作点和传递函数。

偏置在饱和区的MN1的电流满足下面等式：

$Iss=\frac{Un*Cox*W*{(Vin-Vout-Iss*R-Vthn)}^2}{2*L}---\left(1\right)$

式中，Un为电子迁移率，Cox为栅氧化层电容，W为晶体管的沟道宽度，L为晶体管的沟道长度，Vthn为N型晶体管的阈值电压，Vin为输入电压，Vout为输出电压，R为电阻值。

由(1)可以推出输入和输出DC工作电压关系：

$Vout=Vin-Vthn-Iss*R-\sqrt{\frac{2*Iss*L}{Un*Cox*W}}---\left(2\right)$

由(2)可知Iss、R、W、L决定输出的DC工作点。

传递函数可以通过小信号分析，根据等效得到以下等式：

Vbs＝0-(Vin-Vgs)＝Vgs-Vin (3)

$\frac{Vgs}{\frac{1}{Cgs*S}}+gm*Vgs+\frac{0-(Vin-Vgs)}{ro1}+gmb(0-(Vin-Vgs\left)\right)=0---\left(4\right)$

$\frac{Vin-Vout}{\frac{1}{C*S}}+\frac{Vin-Vgs-Vout}{R}+\frac{Vout}{ro2}=0---\left(5\right)$

式中，Vbs为晶体管的源衬电压，Vgs为晶体管的栅源电压，Cgs为晶体管的栅源电容，S为角频率，gm为晶体管的跨导，ro为晶体管的输出电阻，gmb为晶体管衬底的跨导，C为电容值。ro1为晶体管MN1的输出电阻，ro2为电流源的ISS1的输出电阻。

通过对三个等式求解，因为Cgs<<C，ro1和ro2很大，得到增益Av：

$Av=\frac{Vout}{Vin}=\frac{gmb}{(gm+gmb)}*\frac{1+\frac{gm+gmb}{gmb}*R*C*S}{1+R*C*S}---\left(6\right)$

由(6)可知零点在极点之前，传递函数是高通特性，且ω>>1/(R*C)时增益Av≈1，让幅度近无衰减的进入低通比较器。

公式中电容阻抗是随频率变化的量，用复数S＝j*ω，虚部的ω来表述交流特性，即角速度和频率转换公式，ω越大，即频率越高。交流的欧姆定律中，电容阻抗为电感阻抗为L*S。

如图5所示，所述的第一低通比较器和第二低通比较器均包括NMOS管MN2、MN3和PMOS管MP2和MP3；MP2和MP3的源极接VDD，MP2和MP3的栅极对接，MP2的漏极分别与电阻R2、负载电容CL1和MN2的漏极连接，MP3的漏极分别与电阻R3、负载电容CL2和MN3的漏极连接，电阻R2的另一端与电阻R3的另一端连接，电阻R2的另一端和电阻R3的另一端均与MP2和MP3的栅极公共连接点连接，负载电容CL2的另一端和CL1另一端均接地，MN2的栅极接输入电压Vinp，MN2的源极与电流源I_ss2连接，MN3的栅极接输入电压Vinn，MN3的源极与电流源I_ss2连接，电流源I_ss2的另一端接地；MN2的漏极还与输出端Voutn连接，MN3的漏极还与输出端Voutp连接。

低通比较器的是把双向传输信号上的高速信号衰减，低速信号的幅度保留，所以衰减带选择在两个速率之间。

低通比较器的传递函数用半边等效求出增益：

$Av=\frac{Voutp-Voum}{Vinp-Vinn}=\frac{gm1*R}{(1+gm3*R)}*\frac{1}{1+\frac{R}{1+gm3*R}*CL*S}---\left(7\right)$

传递函数显示为低通特性，在ω>>(1+gm3*R)/(R*CL)，高速信号被衰减，同时低速信号也有gm1*R/(1+gm3*R)的衰减。其中，gm1为MN2晶体管的跨导，gm3为MP2晶体管的跨导。

为了保持与输入信号一致的路径，在固定差值信号端也同样经过一样的低通比较器，匹配衰减值。

如图6所示，所述的幅度平方比较器包括NMOS管MN4、MN5、MN6、MN7和PMOS管MP4、MP5；MP4的源极和MP5的源极接VDD，MP4的栅极和MP5的栅极对接，MP4的漏极与电阻R4连接，MP5的漏极与电阻R5连接，电阻R4的另一端与电阻R5的另一端连接，电阻R4的另一端和电阻R5的另一端均与MP4和MP5的栅极公共连接点连接；MN4的栅极与第二低通比较器的正输出端连接，MN5的栅极与第二低通比较器的负输出端连接，MN4的漏极与MN5的漏极对接后与MP4的漏极连接，MN4的源极与MN5的源极对接后与电流源I_SS3连接；MN6的栅极与第一低通比较器的正输出端连接，MN7的栅极与第一低通比较器的负输出端连接，MN6的漏极与MN7的漏极对接后与MP5的漏极连接，MN6的源极与MN7的源极对接后与电流源I_SS3连接；电流源I_SS3的另一端接地；MN4和MN5的漏极公共连接点与电压输出端Voutn连接，MN6和MN7的漏极公共连接点与电压输出端Voutp连接。

在MN4、MN5、MN6和MN7都工作在Vcm的DC工作点(Vcm为输入共模电压)，即Vref＝0，Vin＝0的时候，流过MN4、MN5、MN6、M7的电流为：

$I1=I2=I3=I4=\frac{Un*Cox*W*{(Vcm-Vds-Vthn)}^2}{2*L}=\frac{Iss}{4}---\left(8\right)$

式中，Vds为晶体管的漏源电压。

可以看出电流源的电流均匀的流过4个NMOS管，MN4和MN5这条支路的电流为Iss/2，MN6和MN7这条支路的电流同样也为Iss/2，两边的电路完全对称，得到输出的差分电压关系：

$Voutp=Voutn=Vdd-Vthp-\sqrt{\frac{2L}{Up*Cox*W}*\frac{Iss}{2}}---\left(9\right)$

可以看出差分电压Voutp-Voutn＝0，即两边输入相等。式中，Vthp为P型晶体管的阈值电压，Up为空穴迁移率。

在MN4和MN5有固定电压差ΔV，而MN3和MN4仍在Vcm，即Vref＝ΔV，Vin＝0。令MN4的电压为Vcm+ΔV/2，MN5的电压为Vcm-ΔV/2，流过MN4和MN5的电流发生了变化：

$I1=\frac{Un*Cox*W*{(Vcm+\mathrm{\&Delta;}V/2-Vds-Vthn)}^2}{2*L}---\left(10\right)$

$I2=\frac{Un*Cox*W*{(Vcm-\mathrm{\&Delta;}V/2-Vds-Vthn)}^2}{2*L}---\left(11\right)$

由(10)和(11)的平方式分解并相加，结合(8)，则：

$I1+I2=\frac{Iss}{2}+\frac{Un*Cox*W*{\mathrm{\&Delta;V}}^2}{4*L}---\left(12\right)$

以上等式看出MN4和MN5的支路需要的电流增加了，因为总的电流Iss一定，MN6和MN7支路的电流会减少来弥补MN4和MN5增加的电流，而电流从电阻流过，从而让输出的电压发生变化：

$Voutn=Vdd-Vthp-\sqrt{\frac{2*L}{Up*Cox*W}*\frac{Iss}{2}}-\frac{Un*Cox*W*{\mathrm{\&Delta;V}}^2}{4*L}*R---\left(13\right)$

$Voutp=Vdd-Vthp-\sqrt{\frac{2*L}{Up*Cox*W}*\frac{Iss}{2}}+\frac{Un*Cox*W*{\mathrm{\&Delta;V}}^2}{4*L}*R---\left(14\right)$

输出的差分电压为：

$Voutp-Voutn=\frac{Un*Cox*W*{\mathrm{\&Delta;V}}^2}{2*L}*R---\left(15\right)$

在MN4和MN5有固定电压差Vref，而MN6和MN7有压差Vin，输出的差分电压为：

$Voutp-Voutn=\frac{Un*Cox*W*({\mathrm{Vin}}^2-{\mathrm{Vref}}^2)}{2*L}*R---\left(16\right)$

如图7所示，所述的差分转单端比较器包括NMOS管MN8、MN9、MN10、MN11和PMOS管MP6、MP7、MP8、MP9；MP6、MP7、MP8、MP9的源极均与VDD连接，MP6和MP7的栅极对接，MP6的漏极分别与电阻R6和MN8的漏极连接，MP7的漏极分别与电阻R7和MN9的漏极连接，电阻R6的另一端与电阻R7的另一端连接，电阻R6的另一端和电阻R7的另一端均与MP6和MP7的栅极公共连接点连接，MN8的栅极与幅度平方比较器的正输出端连接，MN8的源极与电流源I_ss4连接，MN9的栅极与幅度平方比较器的负输出端连接，MN9的源极与电流源I_ss4连接，电流源I_ss4的另一端接地；MN2的漏极还与MP8的栅极连接，MP7的漏极还与MP9的栅极连接，MP8的漏极与MN11的漏极连接，MN11的栅极与MN10的栅极连接，MN11与MN10的栅极公共连接点与MN11的漏极连接，MN11的源极与MN10的源极均接地，MN10的漏极分别与MP9的漏极和输出端Vout连接。

在完成比较后，输出的差分电压为低摆幅信号需要转换成单端满摆幅信号以供内部处理电路使用，图7显示的为一般差分转单端比较器结构。

当Vinp＞Vinn时，MN8的电流有大于MN9电流的趋势，MP8的电压降低，MP9的电压升高，MN11的电压持续升高，MN10镜像MN11的电流，在输出端NM10需要更大的电流而MP9提供不了，MN10就会进入线性区，输出Vout为地电压；同理当Vinp＜Vinn时，MN9的电流有大于MN8电流的趋势，MP9的电压降低，MP8的电压升高，MN11的电压持续降低，MN10镜像MN11的电流，在输出端MP9提供比MN10需求更多的电流，MP9就会进入线性区，输出为高电压。