计算机ATX电源电路的制作方法

本发明涉及开关电源技术领域，具体涉及一种PWM电流控制型的计算机ATX电源电路。

背景技术：

现有的计算机ATX(Advanced Technology Extended主板规格)电源电路主要由市电、EMI滤波电路、第一整流滤波电路、变压器T1、第二整流滤波电路、反馈电路以及开关管组成，其中，反馈电路由采样电路和PWM控制器组成，市电依次经EMI滤波电路和第一整流滤波电路连接至变压器T1初级绕组的同名

端，变压器T1的次级绕组经第二整流滤波电路输出ATX电源电压(针对不同供电电压的设备，通过相应的电压变换电路实现)，供计算机使用，开关管的输入端连接于变压器T1初级绕组的异名端，开关管的输出端经电阻R1后接地，采样电路的输入端连接于第二整流滤波电路的输出端，对ATX电源电压进行电压/电流采样，采样电路输出端连接至PWM控制器的反馈端，通过PWM控制器输出一定占空比的控制信号控制开关管的通断来对输出的ATX电源电压进行控制。这种结构的计算机ATX电源在很大程度上保证了输出的ATX电源电压的纹波和稳定。PWM控制器包括PWM电压控制模式和电流控制模式，在PWM电流控制模式中，由于峰值电感电流(变压器电流)不能与平均电感电流大小一一对应，存在难以校正的峰值电感电流与平均电感电流之间的误差，在PWM占空比大于50％时，存在开环不稳定。

技术实现要素：

针对现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种计算机ATX电源电路，其在反馈的PWM控制过程中加入斜波补偿电压，减小或消除由于峰值电感电流的扰动而导致计算机ATX电源电路开环不稳定的不良影响。

为了实现上述目的，本发明采取如下技术方案：

一种计算机ATX电源电路，其包括市电、EMI滤波电路、第一整流滤波电路、变压器T1、第二整流滤波电路、反馈电路以及开关管，其中，所述市电依次经EMI滤波电路和第一整流滤波电路连接至变压器T1初级绕组的同名端，所述变压器T1的次级绕组经第二整流滤波电路输出ATX电源电压，所述开关管的输入端连接于变压器T1初级绕组的异名端，所述开关管的输出端经电阻R1后接地，所述反馈电路的输入端和输出端分别连接于第二整流滤波电路的输出端和开关管的控制端，所述反馈电路包括采样电路、基准电压源、误差放大器、斜波补偿电路、振荡电路和PWM比较器，所述采样电路的输入端连接于第二整流滤波电路的输出端，所述误差放大器的正输入端和负输入端分别连接于基准电压源的输出端和采样电路的输出端，所述斜波补偿电路的两个输入端分别连接于误差放大器的输出端和振荡电路的输出端，所述PWM比较器的正输入端连接于斜波补偿电路的输出端，该PWM比较器的负输入端连接于开关管和电阻R1之间。

可选地，所述振荡电路为锯齿波发生器。

可选地，所述开关管为N沟道增强型MOS管，所述N沟道增强型MOS管的栅极连接于PWM比较器的输出端，其漏极连接于变压器T1初级绕组的异名端，其源极经电阻R1后接地，所述PWM比较器的负输入端连接于N沟道增强型MOS管的源极和电阻R1之间。

可选地，所述开关管为NPN型三极管，所述NPN型三极管的基极连接于PWM比较器的输出端，其集电极连接于变压器T1初级绕组的异名端，其发射极经电阻R1后接地，所述PWM比较器的负输入端连接于NPN型三极管的发射极和电阻R1之间。

优选地，所述NPN型三极管的集电极和发射极之间连接一第一吸收电路，所述第一吸收电路包括串接的电阻R2和电容C2。

优选地，所述第二整流电路包括整流二极管D1、整流二极管D2、滤波电容C1，所述整流二极管D1的正极连接至变压器T1次级绕组的同名端，整流二极管D1的负极输出ATX电源电压，所述整流二极管D2的正、负极分别连接于变压器T1次级绕组的异名端和整流二极管D1的负极，所述滤波电容C1与整流二极管D2并联。

优选地，所述整流二极管D1上并接一第二吸收电路，所述第二吸收电路包括串接的电阻R3和电容C3。

优选地，所述整流二极管D2串接一可饱和磁芯线圈SC，所述滤波电容C1与串接后的整流二极管D2和可饱和磁芯线圈SC并联。

本发明阐述的计算机ATX电源电路，其有益效果在于：

1、在反馈电路中加入斜波补偿电压，在电流反馈电压(误差放大器的输出)叠加由振荡器的震荡波形(锯齿波)形成的斜波补偿电压，该斜波补偿电压与电感电流电压输入至PWM比较器控制ATX电源的占空比，实现PWM电流控制模式在占空比大于50％时的稳定工作，使得占空比的使用范围增大，提高了变压器的利用效率，在输出相同功率时可使用体积更小的变压器，提高ATX电源的小型化和轻量化；同时，加入一定斜率的斜波补偿电压后，在ATX电源空载或轻载时，原有的电流反馈电压不起作用，而是依靠斜波补偿电压完成PWM控制，从而解决轻载或空载ATX电压失控的问题。

2、通过第一吸收电路或/和第二吸收电路或/和可饱和磁芯线圈消除ATX电源的干扰源，进一步提高计算机ATX电源的稳定性。

附图说明

图1是本发明计算机ATX电源电路的实施例一的电路原理图；

图2是本发明计算机ATX电源电路的实施例二的电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施例来对本发明作进一步描述。

实施例一

请参照图1所示，一种计算机ATX电源电路，与现有技术相似，主要由市电10、EMI滤波电路20、第一整流滤波电路30、变压器T1、第二整流滤波电路40、反馈电路50以及开关管组成。其中，市电10依次经EMI滤波电路20和第一整流滤波电路30连接至变压器T1初级绕组的同名端，变压器T1的次级绕组经第二整流滤波电路40输出ATX电源电压；开关管的输入端连接于变压器T1初级绕组的异名端，开关管的输出端经电阻R1后接地；反馈电路50的输入端和输出端分别连接于第二整流滤波电路40的输出端和开关管的控制端，上述EMI滤波电路20、第一整流滤波电路30、变压器T1均为现有常规技术，其结构这里不再赘述。

反馈电路主要有PWM控制器和电压/电流采样电路组成，其中，PWM控制器采样自身的快速响应、高稳定性、逐周期电流限的PWM电流模式控制器，为了解决该电流模式下，PWM占空比大于50％时，存在开环不稳定的问题，在本发明较佳的实施例中，加入斜波补偿电路，与电流反馈电压经误差放大器后的输出电压进行叠加，得到一个跟随占空比变化的电压。

具体地：反馈电路50包括采样电路51、基准电压源52、误差放大器53、斜波补偿电路54、产生锯齿波的振荡电路55(又称波形发生器)和PWM比较器56，采样电路51的输入端连接于第二整流滤波电路40的输出端，误差放大器53的正输入端和负输入端分别连接于基准电压源52的输出端和采样电路51的输出端，斜波补偿电路54的两个输入端分别连接于误差放大器53的输出端和振荡电路55的输出端，PWM比较器56的正输入端连接于斜波补偿电路54的输出端，该PWM比较器56的负输入端连接于开关管和电阻R1之间。

开关管可以选用MOS管，也可以是三极管或其他类型的开关管。MOS管优选N沟道增强型MOS管，置于电路中，N沟道增强型MOS管的栅极连接于PWM比较器的输出端，其漏极连接于变压器T1初级绕组的异名端，其源极经电阻R1后接地，PWM比较器的负输入端连接于N沟道增强型MOS管的源极和电阻R1之间。三极管优选NPN型三极管Q1，置于电路中时，NPN型三极管的基极连接于PWM比较器56的输出端，其集电极连接于变压器T1初级绕组的异名端，其发射极经电阻R1后接地，PWM比较器56的负输入端连接于NPN型三极管Q1的发射极和电阻R1之间。

在实施例一中，第二整流电路40也为一种常规技术，其右整流二极管D1、整流二极管D2和滤波电容C1组成，整流二极管D1的正极连接至变压器T1次级绕组的同名端，整流二极管D1的负极输出ATX电源电压，整流二极管D2的正、负极分别连接于变压器T1次级绕组的异名端和整流二极管D1的负极，滤波电容C1与整流二极管D2并联。

实施例二

实施例二可以认为是在实施例一的基础上进行的改进，请参照图2所示，在实施例一的基础上，增加抑制干扰源电路，该抑制干扰源电路包括第一吸收电路或/和第二吸收电路或/和可饱和磁芯线圈SC，其中，第一吸收电路添加于NPN型三极管Q1中，第二吸收电路或/和可饱和磁芯线圈SC添加于第二整流电路中，形成第二整流电路41。具体地，第一吸收电路包括串接的电阻R2和电容C2，串接后的电阻R2和电容C2的两端分别连接于NPN型三极管Q1的集电极和发射极；第二吸收电路包括串接的电阻R3和电容C3，串接后的电阻R3和电容C3的两端分别连接于整流二极管D1的正、负极；可饱和磁芯线圈SC串接到整流二极管D2上，滤波电容C1与串接后的整流二极管D2和可饱和磁芯线圈SC并联。可饱和磁芯线圈SC在通过正常电流时磁芯饱和，电感量很小，不会影响电路的正常工作，一旦电流反向流过整流二极管D2时，磁芯线圈将产生很大的反电动势，阻值反向电流的上升，有效抑制整流二极管D2的反向浪涌电流。

以上所述，仅是本发明较佳实施例而已，并非对本发明的技术范围作任何限制，故凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何细微修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。