可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路和脑机设备

1.本发明涉及集成电路领域，尤其涉及一种可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路和侵入式半导体脑机设备。


背景技术：

2.脑机接口系统可用于检测神经元触发思维或动作时发生的大脑电势变化，将这些信号转换为数字信号，并传达给机器，如轮椅，假肢，信号分析系统等。可用于：
①
更好理解一些脑部疾病机理：阿尔茨海默症、帕金森病、癫痫、自闭症等。
②
重建感觉或运动功能：失聪病人的人工耳蜗、截肢者的假肢、瘫痪病人的轮椅等。
3.脑机接口系统中的侵入式脑机接口，可以检测脑内单个神经元的电势变化，得到更多信息，但将电极植入脑内需要保证其安全性，因此，为了保护大脑需要最大程度减小侵入物的尺寸、尽可能小的噪声、尽可能降低功耗抑制电极发热。


技术实现要素：

4.鉴于上述问题，提出了本发明以提供解决上述问题或者部分地解决上述问题的一种可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路和侵入式半导体脑机设备。
5.本发明实施例第一方面提供一种可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路，所述侵入式半导体脑机接口通道电路包括：多个单通道和基极，每个单通道均包括：电压电流转换单元、振荡器转换单元以及计数单元；
6.所述基极包括：格雷码转二进制单元、相位采样单元、译码单元以及校准单元；
7.所述电压电流转换单元将接收到的脑电信号，转换为对应的电流信号并传输至所述振荡器转换单元；
8.所述振荡器转换单元根据所述电流信号，转换为有对应关系的振荡信号和相位信号；
9.所述计数单元对所述振荡信号进行计数，得到对应的振荡次数；
10.在积分周期结束时，所述格雷码转二进制单元采样所述振荡次数，得到粗量化码值，并将所述粗量化码值传输至所述校准单元；
11.在积分周期结束时，所述相位采样单元采样所述相位信号，以使得所述译码单元对所述相位采样单元的采样结果进行译码，得到细量化码值，并将所述细量化码值传输至所述校准单元；
12.所述校准单元对所述粗量化码值和所述细量化码值进行校准，得到量化结果，所述量化结果表征所述脑电信号的模数转换结果；
13.其中，多个所述单通道对应一个基极，即多个所述单通道中每个单通道得到的振荡次数和相位信号，由一个基极中的格雷码转二进制单元和相位采样单元分别对应采样。
14.可选地，所述电压电流转换单元包括：高通滤波器、跨导模块；
15.所述高通滤波器接收所述脑电信号，对所述脑电信号进行滤波，得到精准电压信
号并传输至所述跨导模块；
16.所述跨导模块对所述精准电压进行转换，转换为对应的电流信号并传输至所述振荡器转换单元。
17.可选地，所述振荡器转换单元包括：多级双端反相器，所述多级双端反相器组成环振结构；
18.所述多级双端反相器的级数由细量化的位数决定，所述细量化的位数等于所述多级双端反相器的级数；
19.所述多级双端反相器接收所述电流信号，根据所述电流信号产生所述振荡信号，所述电流信号的大小不同，产生的所述振荡信号的频率不同，则对应的振荡次数也不同；
20.所述多级双端反相器接收所述电流信号，根据所述电流信号产生所述相位信号，所述多级双端反相器在振荡过程中，处于不同相位时，每级反相器的两个输出点的电平不同。
21.可选地，所述多级双端反相器的结构包括：多个与门构成的rs触发器，或者多个或门构成的rs触发器，或者多个单端反相器构成双端反相器；
22.其中，不同结构的多级双端反相器，其每级反相器的各点电平关系不同，所述多个与门构成的rs触发器占空比略大于1/2，所述多个或门构成的rs触发器占空比略小于1/2。
23.可选地，若所述细量化的位数为4，所述多级双端反相器的结构为所述多个与门构成的rs触发器，则所述多级双端反相器的结构为4个与门构成的rs触发器；
24.所述4个与门构成的rs触发器，在振荡工作过程中各点之间电平关系为：以a《8:1》表示4个与门的8个输出点的电平，其以16个状态按顺序循环，当电平为高电平时，视其码值为“1”，当电平为低电平时，视其码值为“0”，则a《8:1》按16组码值循环重复，以a《7》为基准，当a《7》振荡一次视为所述振荡器转换单元的一个周期，则一个周期的第一个相位对应的a《1:8》码值为：01010101，第二个码值为：11010101，其余码值以此类推。
25.可选地，所述跨导模块工作在亚阈值区以减少功耗；所述跨导模块包括：第一pmos管、第二pmos管、第三pmos管、第四pmos管、第五pmos管、第一nmos管、第二noms管、第三nmos管，其中，所述第二pmos管、所述第三pmos管、所述第二noms管、所述第三nmos管共体构成小跨导单元；
26.所述第二pmos管的栅极和所述第二nmos管的栅极均接收所述精准电压；
27.所述第二pmos管的源极和所述第三pmos管的源极均与所述第一pmos管的漏极连接；
28.所述第一pmos管的栅极和所述第四pmos管的栅极均接收第一偏置电压；
29.所述第一pmos管的源极和第四pmos管的源极均接收高电平vdd；
30.所述第二pmos管的漏极和所述第二nmos管的漏极均与所述第一nmos管的栅极连接；
31.所述第一nmos管源极的接地；
32.所述第二nmos管的源极和所述第三nmos管的源极均与所述第一nmos管的漏极连接；
33.所述第三pmos管的栅极和所述第三nmos管的栅极均接收参考电压；
34.所述第三pmos管的漏极和所述第三nmos管的漏极输出所述小跨导单元的输出电
流，且均与所述第四pmos管的漏极连接；
35.所述第四pmos管的漏极与所述第五pmos管的源极连接；
36.所述第五pmos管的栅极接收第二偏置电压，所述第五pmos管的漏极输出所述电流信号。
37.可选地，所述计数单元包括：水平位移模块和格雷码计数器；
38.所述水平位移模块提升所述振荡信号的幅值，并将提升幅值后的振荡信号传输至所述格雷码计数器；
39.所述格雷码计数器对提升幅值后的振荡信号进行计数，得到对应的振荡次数；
40.所述格雷码计数器除可输出整数位以外，还可输出1/2位，该输出的1/2位用于所述校准单元的校准过程。
41.可选地，所述格雷码转二进制单元采样所述振荡次数，落后于所述相位采样单元采样所述相位信号；
42.所述格雷码计数器输出的1/2位为0时，对应余量为0～0.5，即对应第1个相位到第8个相位；
43.所述格雷码计数器输出的1/2位为1时，对应余量为0.5～1，即对应第9个相位到第16个相位；
44.所述格雷码转二进制单元采样所述振荡次数，落后于所述相位采样单元采样所述相位信号，使得所述粗量化码值落后于所述细量化码值，所述格雷码计数器输出的1/2位为1，即所述细量化码值d《4:1》为0000～0111时，所述格雷码计数器输出的1/2位为1；
45.所述校准单元基于所述细量化码值中的d《4》与所述格雷码计数器输出1/2位是否同时为1来判决是否发生误码，发生误码时所述粗量化码值加1，反之所述粗量化码值保持不变。
46.可选地，所述电流信号i
cco
具有如下表达式：
47.δi
c0
＝(gm
p1
+gm
p2
+gm
n1
+gm
n1
)δvn＝gm*δvn48.i
cco
＝i
c0
+gm*δvn49.其中，δi
c0
为所述小跨导单元的输出电流，gm
p1
、gm
p2
、gm
n1
、gm
n2
分别为所述第二pmos管、所述第三pmos管、所述第二pmos管、所述第三nmos管的小信号跨导，gm＝gm
p1
+gm
p2
+gm
n1
+gm
n2
，δvn为所述精准电压的变化量，i
c0
为偏置电流。
50.本发明实施例第二方面提供一种侵入式半导体脑机设备，所述侵入式半导体脑机设备包括如第一方面任一所述的侵入式半导体脑机接口通道电路。
51.本发明提供的可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路，电压电流转换单元将接收到的脑电信号，转换为对应的电流信号并传输至振荡器转换单元；振荡器转换单元根据电流信号，转换为有对应关系的振荡信号和相位信号；计数单元对振荡信号进行计数，得到对应的振荡次数。
52.在积分周期结束时，格雷码转二进制单元采样振荡次数，得到粗量化码值，并将粗量化码值传输至校准单元；在积分周期结束时，相位采样单元采样相位信号，以使得译码单元对相位采样单元的采样结果进行译码，得到细量化码值，并将细量化码值传输至校准单元；校准单元对粗量化码值和细量化码值进行校准得到量化结果，量化结果表征脑电信号的模数转换结果。
53.本发明直接利用相位采样单元采样相位信号，实现细量化，实质上将细量化过程建立在粗量化过程之上，但整个电路只增加了采样的过程而没有增加整个电路的复杂性，减少了像素面积和功耗消耗。此外还具有自校准功能，提高了数据的可靠性。从整体上提高侵入式半导体脑机设备模数转换的可靠性的同时，极好的降低了半导体脑机设备的像素面积和功耗消耗，抑制了电极发热。
附图说明
54.为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例的描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
55.图1是本发明实施例中一种优选的高通滤波器和跨导模块的结构示意图；
56.图2是本发明实施例优选的可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路的结构示意图；
57.图3是本发明实施例中4个与门构成的rs触发器在振荡工作过程中各点a《1》～a《8》之间电平关系示意图；
58.图4是本发明实施例中各点电平a《8:1》对应码值与粗量化码值之间的对应关系。
具体实施方式
59.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
60.本发明的可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路包括：多个单通道和基极，每个单通道均包括：电压电流转换单元、振荡器转换单元以及计数单元。基极包括：格雷码转二进制单元、相位采样单元、译码单元以及校准单元。一般情况下，侵入式半导体脑机利用针状物侵入人体大脑中以获取脑电信号，而针状物的前端部分设置有数量极多的单通道，以充分获取大脑中多方位、不同种类的脑电信号。而针状物后端体积相较于前端较大，并不利于侵入大脑，因此在针状物后端布置基极。一般情况下，多个单通道对应一个基极，即多个单通道中每个单通道得到的振荡次数和相位信号，由一个基极中的格雷码转二进制单元和相位采样单元分别对应采样。具体多少个单通道对应一个基极，可以根据实际需求决定，例如：128个单通道对应1个基极，64个单通道对应1个基极等。
61.本发明实施例中，可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路在工作过程中，电压电流转换单元将接收到的脑电信号，转换为对应的电流信号并传输至振荡器转换单元；振荡器转换单元根据电流信号，转换为有对应关系的振荡信号和相位信号。计数单元对振荡信号进行计数，得到对应的振荡次数。
62.在积分周期结束时，格雷码转二进制单元采样振荡次数，得到粗量化码值，并将粗量化码值传输至校准单元；同时在积分周期结束时，相位采样单元采样相位信号，以使得译码单元对相位采样单元的采样结果进行译码，得到细量化码值，并将细量化码值传输至校
准单元；校准单元对粗量化码值和细量化码值进行校准，得到量化结果，该量化结果表征脑电信号的模数转换结果。
63.为了更清楚的说明本发明实施例的可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路，以下以一种较优的结构形式为例，说明本发明实施例的可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路。例如：电压电流转换单元包括：高通滤波器、跨导模块；振荡器转换单元包括：多级双端反相器，所述多级双端反相器组成环振结构；计数单元包括：水平位移模块和格雷码计数器。
64.对于单通道，有如下工作方式：高通滤波器(h-p)接收脑电信号，对脑电信号进行滤波，滤去脑电信号中不需要的低频的刺激伪影，从而得到精准电压信号vn并传输至跨导模块。由于需要滤去小于1hz的信号，高通滤波器中电阻值需要达到百兆量级，一般采用伪电阻来代替电阻以减小高通滤波器的面积。
65.跨导模块对精准电压vn进行转换，转换为对应的电流信号i
cco
并传输至振荡器转换单元，跨导模块工作在亚阈值区以减少功耗。参照图1，示出了本发明实施例中一种优选的高通滤波器和跨导模块的结构示意图，图1中包括：高通滤波器h-p以及跨导模块。其中，高通滤波器h-p接收脑电信号v
in
和参考电压信号v
cm
，利用电容c、伪电阻r
pseudo
进行滤波，得到精准电压信号vn，并传输至跨导模块。
66.本发明实施例中一种优选的跨导模块包括：第一pmos管mp0、第二pmos管mp1、第三pmos管mp2、第四pmos管mp3、第五pmos管mp4、第一nmos管nn0、第二noms管mn1、第三nmos管mn2。
67.第二pmos管mp1的栅极和第二nmos管mn1的栅极均接收精准电压vn；第二pmos管mn1的源极和第三pmos管mp2的源极均与第一pmos管mp0的漏极连接；第一pmos管mn0的栅极和第四pmos管mp3的栅极均接收第一偏置电压v
b1
。
68.第一pmos管mp0的源极和第四pmos管mp3的源极均接收高电平vdd；第二pmos管mp1的漏极和第二nmos管mn1的漏极均与第一nmos管mn0的栅极连接；第一nmos管mn0源极的接地。第二nmos管mn1的源极和第三nmos管mn2的源极均与第一nmos管mn0的漏极连接。
69.第三pmos管mp2的栅极和第三nmos管mn2的栅极均接收参考电压v
cm
；第三pmos管mp2的漏极和第三nmos管mn2的漏极输出跨导的输出电流δi
c0
，且均与第四pmos管mp3的漏极连接。
70.第四pmos管mp3的漏极与第五pmos管mp4的源极连接；第五pmos管mp4的栅极接收第二偏置电压v
b3
，第五pmos管mp4的漏极输出电流信号i
cco
。
71.基于上述结构，可知电流信号i
cco
具有如下表达式：
72.δi
c0
＝(gm
p1
+gm
p2
+gm
n1
+gm
n1
)δvn＝gm*δvn73.i
cco
＝i
c0
+gm*δvn74.其中，δi
c0
为小跨导单元的输出电流，gm
p1
、gm
p2
、gm
n1
、gm
n2
分别为第二pmos管、第三pmos管、第二pmos管、第三nmos管的小信号跨导，gm＝gm
p1
+gm
p2
+gm
n1
+gm
n2
，δvn为精准电压的变化量，i
c0
为偏置电流。
75.振荡器转换单元包括：多级双端反相器，多级双端反相器组成环振结构；多级双端反相器的级数由细量化的位数决定，细量化的位数等于多级双端反相器的级数；多级双端反相器接收电流信号i
cco
，根据电流信号i
cco
产生振荡信号，电流信号i
cco
的大小不同，产生
的振荡信号的频率不同，则对应的振荡次数也不同。
76.同时，多级双端反相器接收电流信号i
cco
，根据电流信号i
cco
产生相位信号，多级双端反相器在振荡过程中，处于不同相位时，每级反相器的两个输出点的电平不同。
77.本发明实施例中，多级双端反相器的结构包括：多个与门构成的rs触发器，或者多个或门构成的rs触发器，或者多个单端反相器构成双端反相器；其中，不同结构的多级双端反相器，其每级反相器的各点电平关系不同，多个与门构成的rs触发器占空比略大于1/2，多个或门构成的rs触发器占空比略小于1/2。
78.以细量化的位数为4、多级双端反相器的结构为多个与门构成的rs触发器为例，则多级双端反相器的结构为4个与门构成的rs触发器。4个与门构成的rs触发器，在振荡工作过程中各点之间电平关系为：以a《1:8》表示4个与门的8个输出点的电平，其以16个状态按顺序循环，当电平为高电平时，视其码值为“1”，当电平为低电平时，视其码值为“0”，则a《1:8》按16组码值循环重复，以a《7》为基准，当a《7》振荡一次视为振荡器转换单元的一个周期，则一个周期的第一个相位对应的a《1:8》码值为：01010101，第二个码值为：11010101，其余码值以此类推。
79.本发明实施例中，由于格雷码计数器属于数字电路，而振荡单元产生的振荡信号为模拟信号，其值不能满足数字电路的要求，导致格雷码计数器无法对振荡信号进行计数。因此需要水平位移模块提升振荡信号的幅值，并将提升幅值后的振荡信号传输至格雷码计数器。格雷码计数器对提升幅值后的振荡信号进行计数，得到对应的振荡次数。格雷码计数器除可输出整数位以外，还可输出1/2位，该输出的1/2位用于校准单元的校准过程。
80.根据电流信号i
cco
大小不同，振荡信号的频率也不同，对于积分周期t，根据电荷守恒有：
[0081][0082]
其中，n为振荡器转换单元在积分周期t内产生的振荡信号的振荡次数，为余量相位，qu为振荡器转换单元振荡一次所转移的电荷量，为一个固定值。振荡器转换单元的振荡信号通过格雷码计数器纪录振荡次数k。
[0083]
在积分周期t结束时，基极将采样格雷码计数器的码值并通过格雷码转二进制单元转换为二级制码值，即粗量化码值。采用格雷码计数器的原因是一次计数格雷码值只有一位会翻转，相比二进制计数器翻转几率小一半，不仅能降低功耗还能降低误码率，同时格雷码计数器可以输出1/2位，可用于之后校准过程。
[0084]
由于格雷码转二进制单元采样格雷码计数器的码值，需要经过水平位移模块和格雷码计数器，而相位采样单元是直接采样相位信号，因此格雷码转二进制单元采样振荡次数，落后于相位采样单元采样相位信号。以前述细量化4位为例有：格雷码计数器输出的1/2位为0时，对应余量为0～0.5，即对应第1个相位到第8个相位；格雷码计数器输出的1/2位为1时，对应余量为0.5～1，即对应第9个相位到第16个相位。
[0085]
格雷码转二进制单元采样振荡次数，落后于相位采样单元采样相位信号，使得粗量化码值落后于细量化码值，格雷码计数器输出的1/2位为1，即细量化码值d《4:1》为0000～0111时，格雷码计数器输出的1/2位为1；校准单元基于细量化码值中的d《4》与格雷码计数器输出1/2位是否同时为1来判决是否发生误码，发生误码时粗量化码值加1，反之粗量化
码值保持不变。
[0086]
此外，对于判决是否发生误码，还可以采用其它方法，例如：由于水平位移模块和格雷码计数器的延迟有限，最大的延迟可能不超过两个或三个相位的时间，也可以通过判断格雷码输出的1/2位为1，细量化码值d《4:1》是否在前两个(0000～0001)或前三个(0000～0010)相位来判决是否误码。
[0087]
参照图2，示例性的示出了本发明实施例优选的可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路的结构示意图，图1中目前已知结构相同结构不做具体说明。可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路包括：单个通道10、基极20，图1中以128个单通道10对应1个基极20。
[0088]
单个通道10包括：高通滤波器h-p、跨导模块gm、由4与门构成的rs触发器组成的振荡器转换单元cco、水平位移模块level shift、格雷码计数器g。基极20包括：相位采样单元psu、格雷码转二进制单元g-b、译码单元du、校准单元cau。
[0089]
脑电信号vin先通过高通滤波器h-p，滤去脑电信号中不需要的低频的刺激伪影得到精准电压vn。由于需要滤去小于1hz的信号，h-p中电阻值需要达到百兆量级，一般采用伪电阻(图1中r
pseudo
)来代替电阻以减小高通滤波器h-p面积。此精准电压信号vn再通过跨导模块gm转换为对应的电流信号i
cco
。电流信号i
cco
传输至振荡器转换单元cco。
[0090]
振荡器转换单元cco产生振荡信号和相位信号，如图2中以细量化位数为4为例，此时的振荡器转换单元cco是由4级双端反相器组成的环振结构，即4个与门构成的rs触发器。每个与门的两个输出点分别用a《1》～a《8》表示。4个与门构成的rs触发器在振荡工作过程中各点a《1》～a《8》之间电平关系如图3所示，各点电平a《8:1》对应的码值与粗量化码值之间的对应关系如图4所示。相位信号对应的电平a《8:1》以16个状态按顺序循环。当电平为高电平时，视其码值为“1”，当电平为低电平时，视其码值为“0”，则a《1:8》按16组码值循环重复。以a《7》为基准，当a《7》振荡一次视为振荡器转换单元的一个周期，则一个周期的第一个相位对应的a《1:8》码值为：01010101，第二个码值为：11010101。其余以此类推得到所有16个状态对应的码值，其中d《4:1》表示a《1:8》码值所对应在第几个相位，也就是细量化码值。当积分周期t结束时，相位采样单元psu将a《8:1》各点的电平采样，并传给译码单元du译码得到细量化的4位码值(图2中d《4:1》)。
[0091]
而对于粗量化，由水平位移模块level shift提升振荡信号的幅值后，格雷码计数器g对提升幅值后的振荡信号的振荡次数进行计数。在积分周期t结束时，格雷码转二进制单元g-b采样格雷码计数器的码值(图2中g《13:5》)，并通过转换为二级制码值(图2中b《13:5》)，即粗量化码值。
[0092]
细量化4位码值d《4:1》和粗量化码值b《13:5》，一同传输至校准电压cau。由图2可以知晓，相位采样单元psu是直接对相位信号进行采样，而格雷码转二进制单元g-b采样时，振荡信号需要经过水平位移模块level shift和格雷码计数器g。虽然粗量化过程和细量化过程中的采样是同时进行的，但因水平位移模块level shift和格雷码计数器g的自带有延迟，因此导致粗量化码值可能产生误码，需要校准单元cau来消除此误码。
[0093]
由上所述可知，粗量化码值的采样是落后于细量化码值的采样的，因此只需要考虑落后的情况，也就是细量化码值已经在新的一个振荡周期中，而振荡计数没有加1的情况。格雷码计数器g输出的1/2位(图2中用flag表示输出1/2位对应的标志位)为1，即细量化码值d《4:1》为0000～0111时，格雷码计数器g输出的1/2位为1；校准单元cau基于细量化码
值中的d《4》与格雷码计数器g输出1/2位是否同时为1来判决是否发生误码，发生误码时将粗量化码值加1，反之粗量化码值保持不变。
[0094]
基于上述可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路，本发明实施例还提出一种侵入式半导体脑机设备，所述红外探测设备包括如上任一所述的可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路。
[0095]
通过上述示例，本发明提供的可校准的侵入式半导体脑机接口通道电路，直接利用相位采样单元采样相位信号，实现细量化，实质上将细量化过程建立在粗量化过程之上，但整个电路只增加了采样的过程而没有增加整个电路的复杂性，减少了像素面积和功耗消耗。此外还具有自校准功能，提高了数据的可靠性。从整体上提高侵入式半导体脑机设备模数转换的可靠性的同时，极好的降低了半导体脑机设备的像素面积和功耗消耗，以及抑制了电极发热。
[0096]
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者装置中还存在另外的相同要素。
[0097]
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。