一种大容量短时工作的隔离型DC-DC直流充电机时域EMI建模方法

一种大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模方法
技术领域
1.本发明涉及电磁兼容领域，具体是一种大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模方法。


背景技术：

2.船舶平台由于需装载大功率、短时工作的各种强电磁设备用以提升船舶平台的电气化水平。但是强电磁设备短时大功率的工作特点会对船舶的直流电网产生很大的功率冲击，因此为了减少功率冲击带来的电磁干扰问题，使得独立电网能够平稳工作，所以要通过直流电网对超级电容储能柜先行充电。在储能柜电量满足后续瞬时工作强电磁设备，如电机的峰值功率和耗能需求时，来驱动不同的强电磁设备进行工作，因此需要大容量dc-dc直流充电机在直流电网与储能柜之间进行短时大功率的直流充电。
3.目前现代船舶平台中的电磁环境相比传统船舶更复杂，需要解决的电磁兼容问题更突出。其主要原因是现代船舶新增加的强电磁设备中都含有较多的大功率开关器件，并由大功率电缆连接，且工作电压等级较高，因此在高频开通和关断的瞬间会产生很大的dv/dt和di/dt并在较宽的频率范围内造成严重的电磁干扰。其中dc-dc直流充电机是船舶直流电网主要的电能变换设备之一，并需要具备大功率、高效率和安全性等工作特点，全桥隔离型dc-dc直流充电机得到了广泛的应用。直流充电机的使用场景通常是利用隔离型dc-dc直流充电机对储能装置进行充电，随后便通过储能装置对瞬时大功率、强电磁干扰设备进行供能，从而减小了瞬时大功率负载工作时直接对直流电网的电磁干扰影响。但是由于超级电容作为负载时，其充电过程中的阻抗特性具有时变性，因此在分析系统对直流电网侧的传导电磁干扰时，需在时域分析下建立其等效电路模型来模拟实际的运行过程。


技术实现要素：

4.本发明的目的是提供一种大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模方法，包括以下步骤：
5.1)根据船舶平台大功率dc-dc直流变换装置电路拓扑，建立以超级电容器为时变负载的等效电路模型；
6.2)确定大功率dc-dc直流变换装置充电系统的控制方式；
7.3)提取等效电路模型中各元器件的寄生参数；
8.4)根据寄生参数分析恒流充电方式以及恒压充电方式下的直流充电系统对直流电网侧的电磁干扰特性。
9.进一步，所述等效电路模型的电路拓扑如下所示：
10.记电源u(t)正极所在一端为a端，负极所在一端为b端；
11.a端依次串联电阻r0、电容c
f0
后连接至b端；
12.a端依次串联电阻r0、超级电容器cf后连接至b端；
13.a端依次串联电阻r1、电容c1后连接至b端；
14.a端串联负载r
l
后连接至b端。
15.进一步，超级电容器进行恒流充电过程中，充电t1时间后，等效电路模型电阻器r0如下所示：
[0016][0017]
式中，u1表示增加δu后的端电压；δu表示电压增加量；u0表示初始电压；
[0018]
充电t2时间后，等效电路模型中的电流i满足下式：
[0019][0020]
式中，q表示电荷量；电容cf＝c
f0
+c
f1
(u)；c
f1
(u)c
f1
(u)＝ku(t)；k为系数；u(t)为超级电容器端电压；
[0021]
电容c
f0
如下所示：
[0022][0023]
进一步，超级电容器恒流充电停止后，超级电容器cf累积的电荷量q如下所示：
[0024]
q＝i*(t
4-t1)(4)
[0025]
式中，t4表示时间。
[0026]
进一步，当超级电容器充满电且外部电源断开时，当超级电容器充满电且外部电源断开时，超级电容器cf作为电源向负载rl所在支路、电容c1所在支路供电，且向电容c1所在支路提供的电荷大于负载rl所在支路，也即超级电容cf作为电源向后两个支路进行供电，其中主要是对c1支路进行供电，发生内部电荷再分配，在t5时刻，所述等效电路模型的内部等效电流i0如下所示：
[0027][0028]
等效电路模型中电阻r1如下所示：
[0029][0030]
内部电荷再分配结束时刻记为t6，即：
[0031]
t6＝t5+3(r1*c1)(7)
[0032]
内部电荷再分配结束时，超级电容器cf的电荷量q如下所示：
[0033]
[0034]
式中，u6为内部电荷再分配结束时的端电压；
[0035]
其中，系数k如下所示：
[0036][0037]
式中，u4表示超级电容器恒流充电停止后的端电压；
[0038]
电容c1如下所示：
[0039][0040]
进一步，所述等效电路模型完全静止后，电阻r1两端的电压如下所示：
[0041][0042]
式中，u7为等效电路模型完全静止后的端电压；
[0043]
自放电电流i
l
如下所示：
[0044][0045]
电阻r
l
如下所示：
[0046][0047]
进一步，所述超级电容通过大容量隔离型dc-dc直流变换器接到直流电网上构成充电系统。
[0048]
进一步，所述大功率dc-dc直流变换装置充电系统的控制方式包括第一控制器、第二控制器、第三控制器的控制方式；
[0049]
其中，第一控制器采集超级电容的充电电流i
sc
与端电压v
sc
，并根据超级电容的额定工作电压来控制dc-dc变换器的恒流充电和恒压充电的方式，稳定超级电容的端电压与充电电流；
[0050]
第二控制器采集超级电容的充电电流，根据设定的超级电容充电电流的参考值i
ref
进行恒流充电，使超级电容的充电电流大小时刻稳定在设定值，以实现直流充电机对超级电容进行恒流充电；
[0051]
第三控制器采集超级电容端电压，根据设定的超级电容端压参考值v
ref
进行恒压限流充电，使超级电容的电压时刻维持在设定值，以实现直流充电机对超级电容进行恒压充电。
[0052]
进一步，所述寄生参数包括变压器的初级侧高频寄生电容c
n1
和次级侧高频寄生电容的c
n2
、变压器次级侧对地的寄生电容ci、逆变桥的输出侧对地的寄生电容c
p
。
[0053]
进一步，提取寄生参数的软件包括ansys q3d extractor软件。
[0054]
值得说明的是，针对功率等级更大、效率更高以及设备能够稳定工作的隔离型dc-dc直流充电机带超级电容负载的直流充电系统，本发明首先基于短时工作特性建立储能柜
(超级电容)的时变等效电路模型。然后，根据船舶中超级电容组成的储能柜的实际工况确定dc-dc充电机的控制方式。其次，在隔离型dc-dc直流充电机电路拓扑结构的基础之上，分析共模干扰耦合路径与差模干扰耦合路径，并提取各元器件的寄生参数。最终，在matlab/simulink中搭建短时工作方式下隔离型dc-dc直流充电机带时变负载的电路模型，并比较恒流充电方式以及恒压充电方式下的直流充电系统对直流电网侧的emi特性，即形成了一种短时工作方式下隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模的方法。本专利可以为明确短时工作特点的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模提供方法，为直流电网侧的电磁兼容预测及设计提供仿真模型和技术支撑。
[0055]
本发明的技术效果是毋庸置疑的，本发明提出了一种大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模方法，能用于预测dc-dc直流充电机的短时电磁干扰特性，为船舶平台短时工作的大功率设备传导电磁干扰分析以及针对传导电磁干扰抑制奠定基础。
[0056]
本发明给出了超级电容时变等效电路的建模和先恒流充电后恒压充电方式的电路模型，物理概念清晰，控制方式简单，为不同充电方式下超级电容储能柜的短时emi特性分析提供了模型支持。
[0057]
本发明在隔离型dc-dc直流充电机的电磁干扰耦合路径理论分析的基础上建立直流充电系统的emi等效电路模型，得出直流电网侧电磁干扰电压的时域结果，进而能通过时频变换直接分析宽频域的直流充电机emi特性。
[0058]
本发明基于超级电容作为时变负载的隔离型全桥dc-dc直流充电机电路，提出了一种强电磁设备及系统时域emi建模方法，为后续独立直流电力系统的电磁干扰量化分析提供模型和emi仿真数据支持，能为针对性的抑制措施提供指导，并可以推广到负载随时间变化的其他拓扑结构的dc-dc电路中，具有广泛的应用价值。
附图说明
[0059]
图1为dc-dc直流充电机时域emi理论建模流程图；
[0060]
图2为隔离型dc-dc直流充电机电路拓扑图；
[0061]
图3为超级电容充电特性图；
[0062]
图4为超级电容时变等效电路模型；
[0063]
图5为可变等效电容子模块；
[0064]
图6为超级电容模块等效电路模型；
[0065]
图7为超级电容仿真与测试端电压对比图；
[0066]
图8为超级电容仿真与测试端电压相对误差图；
[0067]
图9为超级电容储能系统控制原理图；
[0068]
图10为simulink仿真控制图；
[0069]
图11为dc-dc直流充电机差模电磁干扰传输路径图；
[0070]
图12为开关器件的寄生电容等效模型；
[0071]
图13为dc-dc直流充电机共模电磁干扰传输路径图；
[0072]
图14为q3d提取寄生参数模型图；
[0073]
图15为超级电容端电压变化图；
[0074]
图16为超级电容充电电流变化图；
[0075]
图17为恒流充电方式下直流电网侧差模电压；
[0076]
图18为恒流充电方式下直流电网侧共模电压；
[0077]
图19为恒压充电方式下直流电网侧差模电压；
[0078]
图20为恒压充电方式下直流电网侧共模电压；
[0079]
图21为不同充电方式下直流电网侧差模电压对比图；
[0080]
图22为不同充电方式下直流电网侧共模电压对比图。
具体实施方式
[0081]
下面结合实施例对本发明作进一步说明，但不应该理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明的保护范围内。
[0082]
实施例1：
[0083]
参见图1至图22，一种大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模方法，包括以下步骤：
[0084]
1)根据船舶平台大功率dc-dc直流变换装置电路拓扑，建立以超级电容器为时变负载的等效电路模型；
[0085]
2)确定大功率dc-dc直流变换装置充电系统的控制方式；
[0086]
3)提取等效电路模型中各元器件的寄生参数；
[0087]
4)根据寄生参数分析恒流充电方式以及恒压充电方式下的直流充电系统对直流电网侧的电磁干扰特性。电磁干扰特性分析是通过分析仿真电路中不同充电方式下的频谱图来分析其电磁干扰特性的。恒流充电方式以及恒压充电方式下的直流充电系统对直流电网侧的电磁干扰特性由寄生参数反应。
[0088]
所述等效电路模型的电路拓扑如下所示：
[0089]
记电源u(t)正极所在一端为a端，负极所在一端为b端；
[0090]
a端依次串联电阻r0、电容c
f0
后连接至b端；
[0091]
a端依次串联电阻r0、超级电容器cf后连接至b端；
[0092]
a端依次串联电阻r1、电容c1后连接至b端；
[0093]
a端串联负载r
l
后连接至b端。
[0094]
超级电容器进行恒流充电过程中，充电t1时间后，等效电路模型电阻器r0如下所示：
[0095][0096]
式中，u1表示增加δu后的端电压；δu表示电压增加量；u0表示初始电压；
[0097]
充电t2时间后，等效电路模型中的电流i满足下式：
[0098][0099]
式中，q表示电荷量；电容cf＝c
f0
+c
f1
(u)；c
f1
(u)c
f1
(u)＝ku(t)；k为系数；u(t)为超级电容器端电压；
[0100]
电容c
f0
如下所示：
[0101][0102]
超级电容器恒流充电停止后，超级电容器cf累积的电荷量q如下所示：
[0103]
q＝i*(t
4-t1)(4)
[0104]
式中，t4表示时间。
[0105]
当超级电容器充满电且外部电源断开时，超级电容cf作为电源向后两个支路进行供电，其中主要是对c1支路进行供电，发生内部电荷再分配，在t5时刻，所述等效电路模型的内部等效电流i0如下所示：
[0106][0107]
等效电路模型中电阻r1如下所示：
[0108][0109]
内部电荷再分配结束时刻记为t6，即：
[0110]
t6＝t5+3(r1*c1)(7)
[0111]
内部电荷再分配结束时，超级电容器cf的电荷量q如下所示：
[0112][0113]
式中，u6为内部电荷再分配结束时的端电压；
[0114]
其中，系数k如下所示：
[0115][0116]
式中，u4表示超级电容器恒流充电停止后的端电压；
[0117]
电容c1如下所示：
[0118][0119]
所述等效电路模型完全静止后，电阻r1两端的电压如下所示：
[0120][0121]
式中，u7为等效电路模型完全静止后的端电压；
[0122]
自放电电流i
l
如下所示：
[0123][0124]
电阻r
l
如下所示：
[0125][0126]
所述超级电容通过大容量隔离型dc-dc直流变换器接到直流电网上构成充电系统。
[0127]
所述大功率dc-dc直流变换装置充电系统的控制方式包括第一控制器、第二控制器、第三控制器的控制方式；
[0128]
其中，第一控制器采集超级电容的充电电流i
sc
与端电压v
sc
，并根据超级电容的额定工作电压来控制dc-dc变换器的恒流充电和恒压充电的方式，稳定超级电容的端电压与充电电流；
[0129]
第二控制器采集超级电容的充电电流，根据设定的超级电容充电电流的参考值i
ref
进行恒流充电，使超级电容的充电电流大小时刻稳定在设定值，以实现直流充电机对超级电容进行恒流充电；
[0130]
第三控制器采集超级电容端电压，根据设定的超级电容端压参考值v
ref
进行恒压限流充电，使超级电容的电压时刻维持在设定值，以实现直流充电机对超级电容进行恒压充电。
[0131]
所述寄生参数包括变压器的初级侧高频寄生电容c
n1
和次级侧高频寄生电容的c
n2
、变压器次级侧对地的寄生电容ci、逆变桥的输出侧对地的寄生电容c
p
。
[0132]
提取寄生参数的软件包括ansys q3d extractor软件。
[0133]
实施例2：
[0134]
一种大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模方法，包括以下步骤：
[0135]
基于船舶平台大功率dc-dc直流变换装置电路拓扑形式在短时工作的方式下，建立超级电容作为时变负载的等效电路模型。然后，根据船舶平台超级电容组成的储能柜的实际工作方式确定充电系统的控制方式。其次，在隔离型dc-dc直流充电机电路拓扑结构的基础之上，分析共模干扰耦合路径与差模干扰耦合路径，并提取各元器件的寄生参数。最终，在matlab/simulink中搭建短时工作方式下隔离型dc-dc直流充电机带超级电容负载的仿真电路模型，通过时域电路仿真比较恒流充电方式以及恒压充电方式下的直流充电系统对直流电网侧的共模电压与差模电压，即实现了短时工作方式下隔离型dc-dc直流充电机的时域emi建模。
[0136]
具体的实施技术方案如下所示：
[0137]
(1)基于大功率dc-dc直流变换装置电路短时工作的特点，建立超级电容作为时变负载的等效电路模型。
[0138]
根据图3的超级电容的充电特性曲线可知，充电开始时的电压陡升现象说明了电容器内部具有一定电阻；充电结束后的电压自恢复过程说明超级电容并不能够用简单的rc串联电路等效，而应该用不同时间常数的rc电路并联。此外充电过程中电压与时间之间的
关系实际上是非线性的，因此电容的容量是会受到电容电压变化的影响，所以需在电路模型上加上一个随电压变化的电容。综上，针对超级电容建立如图4所示的时变等效电路图，其中cf＝c
f0
+c
f1
(u)，c
f1
(u)与超级电容端电压呈线性关系，即c
f1
(u)＝ku(t)
[0139]
a)瞬时支路参数：超级电容模块初始电压u0过小。超级电容电池模块从时间t0开始恒流充电，设恒流为i。经过短时间t1后，u1表示模块端电压增加δu后的电压。此时，可以认为模块的端电压等于电阻器r0上的电压，则有：
[0140][0141]
当超级电容器继续充电小段时间至t2时，超级电容端电压变为u2，此时仍然很小。可变电容器c
f1
(u)＝ku(t)可近似为0，超级电容器模块的端电压由电阻r0和固定电容器c
f0
共同承担，电流i表示为：
[0142][0143]
其中q表示cf＝c
f0
+c
f1
(u)上的电荷量。
[0144][0145]
u3代表t3时超级电容模块的额定电压，此时恒流充电停止，电流从i迅速下降到0。随后经过极小时刻t4，此时电压为u4，瞬时支路上具有电荷量q，即可变电容器cf累积的电荷量，其表示为
[0146]
q＝i*(t
4-t1)
[0147]
因此其系数k表示为：
[0148][0149]
b)电压平衡支路参数：当超级电容器充满电且外部电源断开时，瞬时支路的电容器cf存储了电荷q，cf作为电源向后两个分支供电，发生内部电荷再分配过程。电压减少δu从u4变为u5。当时间t5时，内部等效电流i0可表示为：
[0150][0151]
等效电流i0也可以表示为：
[0152][0153]
推导出r1，其表示为
[0154][0155]
时刻为t6时，充电支路的电荷重新分配结束，此时的电压为u6，这时间段内电荷从瞬时支路到平衡支路的时间应该是3倍的时间常数，因此可以表示为下式：
[0156]
t6＝t5+3(r1*c1)
[0157]
根据之前充电可以知道，电量为q，可以表示为：
[0158][0159]
从上式可以得出求得c1，表示为：
[0160][0161]
c)自放电支路参数：r
l
是描述了超级电容器在长期静置情况下的自放电现象的内阻。模块完全静止后，直到其端子电压变化非常缓慢，记录时刻t7，u7表示模块的端子电压。前两条支路稳定后，终端电压为u6。完全静止后，端子电压为u7。获得电压平衡支路中电阻r1两端的电压，将其表示为
[0162][0163]
自放电电流i
l
表示为
[0164][0165]
因此，可以引入自放电电阻r
l
，其表示为
[0166][0167]
(2)针对船舶平台由超级电容组成的储能系统的实际工作特性，确定合适的充电控制方式，并在隔离型全桥dc-dc直流充电机中建立其充电控制等效电路模型。
[0168]
超级电容通过大容量隔离型dc-dc直流变换器接到直流电网上构成储能系统。为了实现系统短时充电、电压和电流不会快速变化的实际工作需求，储能系统的充电控制中设计了三个控制器来实现恒流充电、恒压充电以及相互之间的切换，其控制原理图如图9所示。
[0169]
控制器1采集超级电容的充电电流i
sc
与端电压v
sc
，并根据超级电容的额定工作电压来控制dc-dc变换器的恒流充电和恒压充电的方式，稳定超级电容的端电压与充电电流。控制器2采集超级电容的充电电流，根据设定的超级电容充电电流的参考值i
ref
进行恒流充电，这能使超级电容的充电电流大小时刻稳定在设定值，以实现直流充电机对超级电容进行恒流充电。控制器3采集超级电容端电压，根据设定的超级电容端压参考值v
ref
进行恒压限流充电，这能使超级电容的电压时刻维持在设定值，以实现直流充电机对超级电容进行
恒压充电。
[0170]
(3)在带超级电容负载的隔离型全桥dc-dc变换器的电路拓扑结构的基础上，对差模干扰和共模干扰耦合路径进行分析，并提取干扰耦合路径中各元器件的寄生参数。
[0171]
①
差模干扰传输路径分析
[0172]
差模电磁干扰主要是通过开关管产生的电磁干扰源，经过高频变压器的初级侧以及lisn形成主要的电磁干扰回路。此外，差模电磁干扰会通过高频变压器初级侧和次级侧之间耦合电容形成通道，将差模电磁干扰传递到变压器次级侧形成干扰回路。由于针对其差模干扰传输路径与原电路的电流传输路径相同，如图11中箭头所示，不需要进行寄生参数提取。
[0173]
②
共模干扰传输路径分析
[0174]
隔离型dc-dc直流充电机中高频变压器的初级和次级之间的耦合电容是共模干扰的重要通道，能够为高频emi传播提供低阻抗路径。此外，mosfet开关器件导热片与散热器之间存在寄生电容，高频emi会通过寄生电容效应传播到散热器中，形成共模干扰从而对其他的系统造成影响。最终共模干扰传输路径如图13中箭头标注所示，其中主要元件为变压器的初、次级侧间的高频寄生电容c
n1
和c
n2
、变压器次级侧对地的寄生电容ci、逆变桥的输出侧对地的寄生电容c
p
以及高压直流侧lisn。
[0175]
③
元器件寄生参数提取方法
[0176]
通过使用ansys q3d extractor软件进行寄生参数提取。首先要建立起开关器件的几何模型如图14所示，主要包括开关管、导热硅脂、绝缘衬垫以及散热器四部分。然后，在q3d材料设置各种材料特性。最后，添加求解设置(solve setup)来单独求解电容参数矩阵(spice matrix)，即求解出了逆变桥输出侧对地的寄生电容c
p
，然后使用相同的方法依次提取出其余的电路参数c
n1
、c
n2
以及ci。
[0177]
(4)搭建短时工作方式下隔离型dc-dc直流充电系统的电路模型，仿真计算恒流充电方式以及恒压充电方式下的直流充电系统对直流电网侧的电磁干扰特性。
[0178]
在matlab/simulink中搭建大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电系统的仿真电路，其中超级电容负载使用(1)中的等效电路方法进行搭建。将步骤(2)中的控制方法在simulink中使用闭环电路保证隔离型dc-dc直流充电机对超级电容进行恒流和恒压充电，并根据超级电容端电压实现对充电方式的切换。同时将步骤(3)中提取到的寄生参数数值导入仿真电路模型中，进而通过使用ode23t刚性算法进行传导电磁干扰电压计算。最终将恒流充电方式与恒压充电方式下直流电网侧的共模电压与差模电压进行对比，验证不用充电方式下的电磁干扰特性。
[0179]
实施例3：
[0180]
一种大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模方法，包括以下步骤：
[0181]
针对大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机的建模的方法提出了时域emi建模流程如图1所示。本案例中的隔离型全桥dc-dc电路拓扑如图2所示，其中的直流电网电压为vg＝900v，采用移相全桥控制方式，载波信号频率为4khz，超级电容初始电压为540v，电压变化范围为540v-660v。本发明对大容量短时工作方式下隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模方法，包括如下步骤：
[0182]
(1)通过提出的带有瞬时支路、电荷平衡支路以及自放电支路的超级电容等效电路模型如图4所示。在simulink中建立起超级电容单端口等效电路模型如图6所示，对超级电容首先静置30s再对其进行1a恒流充电。将电路仿真结果与实测电压数据进行对比，如图7所示，并计算随时间变化下的超级电容端电压的相对误差如图8所示。图8中在充电的初始时刻会有较大的误差，主要是因为其中等效电路中参数r0是通过充电开始后3s的数据进行计算的，所以会导致有相对较大的误差，但是对长时间内充电电压分析可以看出并未有较大的影响，因此可以在长时间的充电情况下可以近似忽略。
[0183]
(2)通过对储能系统的充电需求以及超级电容的充电方式，将充电过程分为恒流充电和恒压充电方式，主要切换过程与超级电容的端电压相关。其控制方式原理图如图9所示。通过超级电容的端电压作为判断条件，当超级电容端电压低于设置电压值660v时，其充电系统的充电方式为恒流充电；当超级电容端电压等于设置电压值660v时，其充电系统的充电方式由恒流充电方式变成恒压充电。
[0184]
(3)根据电路拓扑结构分析差模传导电磁干扰传输路径与共模传导电磁干扰传输路径分别如图11和图13所示，通过使用ansys q3dextractor软件对电路中开关元件的寄生电容参数进行建模提取，如图14所示。分析传输路径时，直流电源被认为是短路，c
n1
、c
n2
表示高频变压器的初、次级侧之间的寄生电容参数，c
p
代表开关管发射极对参考地以及连接线的等效电容，ci代表整流桥输入端对参考地的等效寄生电容。
[0185]
(4)在matlab/simulink中搭建大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机仿真电路，其中负载使用(1)中等效电路方法进行搭建。将步骤(2)中的控制方法在simulink中使用闭环电路进行控制超级电容的恒流和恒压充电，并根据超级电容端电压实现对充电的方式控制，如图10所示。同时将步骤(3)中提取后的寄生参数数值导入系统的等效电路模型，进而通过使用ode23t刚性算法对直流电网侧的传导电磁干扰电压进行计算。其中超级电容端电压与充电电流示意图分别如图15和图16所示，对超级电容恒流充电方式下的直流电网侧差模与共模电压分别如图17和图18所示；对超级电容恒流充电方式下的直流电网侧差模与共模电压分别如图19和图20所示，并分别进行了对比来确定不同充电方式下直流充电机对直流电网侧的电磁干扰特性如图21和图22所示。通过电路仿真结果在时域计算中符合实际充电电路时变的工作特性，并能得到很好的拟合效果，即最终实现了短时工作方式下的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模。
[0186]
超级电容电压最终可以稳定在660v，初始充电电压变化是由于超级电容的瞬时支路中的等效电阻在35a的充电电流下引起的瞬时的初始电压跳变，因此是在600v左右开始充电。在充电到28s时超级电容作为负载断开，因此会有电压的跳变，此时充电电流瞬时变换为0。当超级电容进行恒流充电时的干扰频点与恒压方式下的干扰频点幅值进行对比，从对比结果可以看出：针对直流电网侧的共模干扰电压，恒压充电方式下的干扰电压幅值比恒流充电方式下的干扰电压幅值高，在主要的干扰频点幅值相差近5db；针对直流电网侧的差模干扰电压，与共模干扰电压相似，其恒压充电方式下的差模干扰电压的幅值比恒流充电方式下的差模干扰电压的幅值高，在主要的干扰频点幅值相差近10db。
[0187]
本实施例提出一种大容量短时工作的隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模方法。针对全桥隔离型dc-dc直流充电机带超级电容负载的直流充电系统，本专利首先基于短时工作特性建立储能柜(超级电容)的时变等效电路模型。然后，根据超级电容的实际工作方
式确定充电系统的充电控制方式。其次，在隔离型dc-dc直流充电机电路拓扑结构的基础之上，分析共模干扰耦合路径与差模干扰耦合路径，并提取各元器件的寄生参数。最终，在matlab/simulink中搭建短时工作方式下隔离型dc-dc直流充电机电路模型，比较恒流充电方式以及恒压充电方式下的直流充电系统对直流电网侧的emi特性，即形成了一种短时工作方式下隔离型dc-dc直流充电机时域emi建模的方法。