用于大功率超高频射频识别的载波泄露消除装置的制作方法

1.本实用新型涉及射频技术领域，具体涉及一种用于大功率超高频射频识别的载波泄露消除装置。


背景技术：

2.rfid是20世纪90年代兴起的一种自动识别技术，其利用射频信号通过空间耦合来实现无接触的信息传输，并通过所传输的信息来达到识别的目的，rfid的电子数据载体，即电子标签，其工作时所需的能量可以通过读卡器非接触式获取。目前国际常用的rfid频率分布是：低频30～300khz，典型代表频率是125khz、133khz，典型应用如动物识别、电子闭锁防盗等；高频3～30mhz，典型频率是13.56mhz，典型应用如二代身份证；超高频860～960mhz(也包括433mhz频点)，典型频率是868mhz，典型应用如etc等；微波频段是2.45ghz和5.8ghz。
3.rfid的低频和高频应用是采用电感耦合方式工作，电子标签和读卡器之间的距离几厘米或至多几十厘米，而rfid的超高频和微波应用采用电磁波反向散射耦合，电子标签和读卡器之间的距离可以达到几米甚至几十米，但同时由于读卡器是收发天线一体的，即发射天线和接收天线共用一个，所以在读卡器的接收电路里必然存在读卡器发射电路泄露的载波信号，这种载波泄露就形成了读卡器的自干扰信号，它会明显恶化读卡器的接收灵敏度，进而影响接收距离，严重时甚至阻塞读卡器，使其丧失通信能力，因此电路中必须要对自干扰信号进行抑制。举一个例子，0～5dbm的载波泄露级别，集成读卡器的接收灵敏度在-70dbm左右，而-10dbm级的载波泄露时，接收机的灵敏度可以达到-85dbm，两种情况下接收灵敏度有15db的差异，这会导致通信距离至少相差两倍以上，所以对这种自干扰信号必须采用载波泄露抑制电路加以消除。
4.我国的uhf rfid标准规定读卡器的eirp≤2w。以etc为例，其天线一般的增益都在6dbi以上，因此读卡器内的功放输出功率都会在0.5w以下。一般而言，增大发射功率是无线通信提高通信距离的最直接的办法，实际使用中，某些uhf rfid应用场景恰恰需要突破读卡器与电子标签之间的常规距离，以满足实际通信的需求，所以就需要大功率的读卡器发射信号，进而对能承受大功率、并有效抑制载波泄露的载波泄露消除装置产生了需求。
5.目前载波泄露消除的技术主要有两类，从器件类型上来说，可以分为有源器件和无源器件两种，从处理方式上来说，可以分为模拟信号处理方式和数字信号处理方式。现在也有采用专用集成电路的，因为其集成度高，所以电路规模小，但是它的开发成本高。
6.无源器件不需要供电，比如环行器、定向耦合器等，它们不会给电路引入额外的噪声，避免了在消除泄露信号的同时，恶化了有用信号的信噪比。有源器件的处理能力更强，可以放大信号，从而处理更强的泄露信号。
7.模拟电路和数字电路在消除载波泄露时的区别在于精确度，数字电路可以用更高的精度来调整信号的幅度和相位，而目前几乎所有的载波泄露消除技术都是基于生成一个和泄露信号幅度相同、但相位相反的对消信号(有的称之为参考信号)，将二者相加从而相
互抵消的原理，因此两个信号之间的误差，即对消信号和泄露信号的幅度误差、相位误差就是影响对消效果的重要因素，更高的精度意味着更小的误差，理想情况下误差为零，载波泄露的信号被完全抵消。虽然数字信号精度更高，模数转换可以控制的更细腻，但是数字信号会带来更多的量化噪声和数字杂散，这些也都最终会转化为影响有用信号信噪比的负面因素。
8.uhf rfid读卡器的发射功率较小，都在0.5w以下，一般通信距离在10米以内，如果为了增大通信距离而加大其发射功率，或者加大类似原理的微波反射通信的发射功率，都必然会导致载波泄露的功率也随之增大，而目前的uhf rfid读卡器一般能够承受的泄露功率在10dbm以下，否则读卡器的射频接收通道就会阻塞。


技术实现要素：

9.针对现有技术的不足，本实用新型旨在提供一种用于大功率超高频射频识别的载波泄露消除装置。
10.为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：
11.一种用于大功率超高频射频识别的载波泄露消除装置，包括功率放大器、定向耦合器一、3db电桥一、3db电桥二、3db电桥三、两个环行器和天线；所述功率放大器的输出端连接于所述定向耦合器一的输入端，定向耦合器一的输出端连接于所述3db电桥一，所述3db电桥一分别连接于一个环行器，两个环形器均与所述3db电桥二连接，所述3db电桥二与所述天线连接；两个环行器还连接于所述3db电桥三，所述3db电桥三连接于接收信号端。
12.进一步地，所述载波泄露消除装置还包括有定向耦合器三、定向耦合器四和定向耦合器五，所述3db电桥三、定向耦合器三、定向耦合器四和定向耦合器五依次连接，所述定向耦合器五连接于接收信号端。
13.更进一步地，所述载波泄露消除装置还包括有数控移相器、定向耦合器二、衰减器一、衰减器二、微处理器以及幅度和相位比较器；所述数控移相器的输入端连接于所述定向耦合器一的输出端，数控移相器的输出端连接于所述定向耦合器二；所述定向耦合器二连接于所述定向耦合器四；所述定向耦合器二和定向耦合器三分别连接于衰减器一和衰减器二，所述衰减器一和衰减器二均与所述幅度和相位比较器连接，所述幅度和相位比较器和所述微处理器连接，所述微处理器连接于所述数控移相器。
14.再进一步地，所述定向耦合器五还连接于所述衰减器三，所述衰减器三和功率检测模块连接，所述功率检测模块和所述微处理器连接。
15.进一步地，数控移相器中，10级移相依次按照0.5
°
、1
°
、2
°
、4
°
、8
°
、16
°
、19
°
、45
°
、90
°
、180
°
的顺序串联起来，第10级移相还连接于射频信号衰减器；每一级移相和射频信号衰减器都由数字逻辑电平进行开关控制。
16.本实用新型的有益效果在于：
17.一、承载功率大。本实用新型装置采用环行器、定向耦合器和数控移相器等无源射频器件，极大地提高了发射信号功率的承载能力，理论计算表明发射信号tx的功率是100瓦时本实用新型装置也能正常工作，实验数据表明本实用新型在发射功率从1瓦到20瓦的范围内，对载波泄露信号的抑制都是稳定的，这一功率值是远大于一般超高频射频识别系统的发射功率0.5瓦的。
18.二、对载波泄露的消除能力强。本实用新型装置中对泄露的载波采取两级对消的策略，第一级对消主要是消除电路中环行器的载波泄露，采用的是两个环行器和三个3db电桥组成平衡电路的方式，这一级对消主要处理幅度相对较大的泄露信号；第二级对消针对的是天线回波、定向耦合器泄露等在第一级对消后残留的总的载波泄露信号。总的来说通过两级对消，使得本实用新型装置对载波泄露信号的抑制比达到70db以上，当发射功率tx等于20瓦(43dbm)时，泄露到接收链路的载波泄露信号的幅度保持在-30dbm以下，这一数值对接收链路是非常安全的，达到了在大功率发射信号时超高频射频识别系统仍能正常工作的设计目标。
19.三、对接收链路的噪声系数小。本实用新型载波泄露消除装置实际上是一种收发隔离设备，这类装置对接收链路的影响主要体现在插入损耗和对底噪的抬升，统一表述的话可以用噪声系数来表征。本实用新型装置中天线到接收信号输出端的路径损耗是1.45db，而且本实用新型装置中一个放大器都没有使用，因此几乎不会抬升底噪，所以可以认为本实用新型装置对接收路径的噪声系数就是1.45db，这一数值表明在超高频射频识别系统中接入本实用新型装置不会对其接收灵敏度产生明显的影响，比起发射功率的显著增加，这一负面影响是可以完全接受的。
20.总的来说，本实用新型可以解决大功率发射信号时超高频射频识别读卡器或其它微波反射通信的载波泄露问题，从而扩大读卡器和电子标签之间的距离，增强系统的实用性，也可以提高微波反射通信中后置器材和前置反射器材之间的通信距离，从而增加探测距离，而且本实用新型装置中均用市场上现有的电子元器件，不需要开发专用的集成电路，所以电路成本也比较低。
附图说明
21.图1为本实用新型实施例1中载波泄露消除装置的结构示意图；
22.图2为本实用新型实施例1中数控移相器的结构示意图；
23.图3为本实用新型实施例2中第二级消除的算法流程图；
24.图4为本实用新型实施例3中实验的原理示意图；
25.图5为电阻п型连接方式的衰减器的示意图；
26.图6为本实用新型实施例3中实验得到的载波泄露消除装置的收发隔离度结果示意图。
具体实施方式
27.以下将结合附图对本实用新型作进一步的描述，需要说明的是，本实施例以本技术方案为前提，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本实用新型的保护范围并不限于本实施例。
28.实施例1
29.uhf rfid或类似的微波反射通信系统，如果希望提高和电子标签或前置设备的通信距离，以满足某些实际应用场景的需要，那么增大发射功率将是一种有效和简便的方式，但是发射功率增大的同时，载波泄露的功率也会相应增大，甚至非线性的恶化，而uhf rfid或类似的微波反射通信系统的射频接收链路中一般都有低噪声放大器lna的存在，当载波
泄露给接收链路的信号，功率超过0dbm，即1mw时，lna就很容易发生饱和失真，从而引起接收灵敏度的恶化，严重时甚至会堵塞接收机，使得系统不能正常工作。
30.本实施例装置则是针对这种应用需求提出，如图1所示，其中在大信号流经的路径上，应用了定向耦合器、环行器，它们可以承受上百瓦的功率，流经路径上专门设计数控移相器也可以承受近10w的射频功率，而且这些器件基本都是无源的，即它们几乎不需要供电，也不存在放大信号的作用，所以本实施例提出的载波泄露消除装置不会抬升接收机的噪底水平，对接收信号的差损也控制在1.5db以内，因此它不会明显影响接收机的灵敏度。同时本实施例提出的载波泄露消除装置能够将载波泄露抑制到70db，所以对于几十瓦的发射信号也不存在lna饱和失真的风险。实验测试数据表明在收发共用天线时，对0.5-20w的大功率载波信号产生的泄露进行消除处理，抑制比都在70db以上。
31.本实施例提供一种用于大功率超高频射频识别的载波泄露消除装置，如图1所示，包括功率放大器、定向耦合器一、3db电桥一、3db电桥二、3db电桥三、两个环行器和天线ant；所述功率放大器的输出端连接于所述定向耦合器一的输入端，定向耦合器一的输出端连接于所述3db电桥一，所述3db电桥一分别连接于一个环行器，两个环形器均与所述3db电桥二连接，所述3db电桥二与所述天线连接；两个环行器还连接于所述3db电桥三，所述3db电桥三连接于接收信号端(rx)。
32.进一步地，在本实施例中，所述载波泄露消除装置还包括有定向耦合器三、定向耦合器四和定向耦合器五，所述3db电桥三、定向耦合器三、定向耦合器四和定向耦合器五依次连接，所述定向耦合器五连接于接收信号端。
33.更进一步地，在本实施例中，所述载波泄露消除装置还包括有数控移相器dcps、定向耦合器二、衰减器一、衰减器二、微处理器mpu以及幅度和相位比较器gpd；所述数控移相器的输入端连接于所述定向耦合器一的输出端，数控移相器的输出端连接于所述定向耦合器二；所述定向耦合器二连接于所述定向耦合器四；所述定向耦合器二和定向耦合器三分别连接于衰减器一(п衰一)和衰减器二(п衰二)，所述衰减器一和衰减器二均与所述幅度和相位比较器连接，所述幅度和相位比较器和所述微处理器连接，所述微处理器连接于所述数控移相器。
34.再进一步地，在本实施例中，所述定向耦合器五还连接于所述衰减器三(п衰三)，所述衰减器三和功率检测模块pd连接，所述功率检测模块和所述微处理器连接。
35.在本实施例中，所述衰减器一、衰减器二和衰减器三均采用电阻п型衰减器。
36.具体地，在本实施例中，数控移相器dcps在载波泄露消除电路中扮演着关键角色，本实施例设计了一种基于传输线的10位数控移相器，如图2所示。本实施例设计的数控移相器dcps，其移相精度达到了0.5度，优于目前市面上的大多精度为5.625度的数控移相器，其移相范围是0-364.5度，每一级移相与否都取决于单刀双掷spdt开关的闭合状态，而这些开关都由数字逻辑电平控制，如图2所示，按照0.5
°
、1
°
、2
°
、4
°
、8
°
、16
°
、19
°
、45
°
、90
°
、180
°
的顺序，将10级移相网络按顺序串联起来，它总的插损在工作频段是6db，输入1db压缩点达到了39dbm，输入0.1db压缩点是36.5dbm，高于市面上大多输入1db压缩点为20-0dbm的数控移相器，因此可以对uhf rfid读卡器的大功率发射信号进行处理。该数控移相器还包括一个数控的射频信号衰减器att，其衰减精度为0.25db，衰减范围达到31.75db，由7位逻辑电平进行开关控制，分别是0.25db、0.5db、1db、2db、4db、8db和16db。针对该数控移相器的相位
精度0.5度和幅度精度0.25db的参数，应用该数控移相器dcps能够实现的对消比可以达到25db。
37.实施例2
38.本实施例提供一种实施例1所述用于大功率超高频射频识别的载波泄露消除装置的工作方法。本实施例工作方法包括三个部分：
39.(1)发射信号tx到天线ant的过程：
40.信号源signal source输出的信号经过功率放大器pa得到+27～43dbm(0.5～20w)的载波发射信号tx。载波发射信号tx首先经过定向耦合器一送入平衡式环行器隔离电路，即图1中的虚线框部分。平衡式环行器隔离电路是本实施例专门设计的一个核心电路，它由3个3db电桥和两个环行器组成。定向耦合器一输出的发射信号经过3db电桥一被分成幅度相同而相位相差90度的两部分，分别经过上下支路的环行器送至3db电桥二，原来与发射信号同相位的上支路信号在3db电桥二处相位增加90度，而原来与发射信号相位相差90度的下支路信号在3db电桥二处相位保持不变，所以上下支路的信号在3db电桥二处幅度相同、相位也相同，它们叠加成新的发射信号送至天线ant，向空间辐射。新的发射信号与原载波发射信号tx相位相差90度，幅度差就是定向耦合器一和平衡式环行器隔离电路的差损之和。定向耦合器一的耦合度是10db，在工作频段的差损是0.47db，平衡式环行器隔离电路的差损包括2个3db电桥，每个电桥的差损是0.16db，以及两个环行器，每个环行器的差损是0.2db，因此发射信号tx到天线ant的路径损耗是0.47+0.16x2+0.2x2＝1.19db，相对来说这个值是比较小的，该数值保证了在uhf rfid系统中使用本实施例的载波泄露消除电路时，依然能将绝大部分的发射功率送入天线。
41.(2)天线ant到接收输出信号rx的过程：
42.电子标签返回的空间电磁波经由天线ant接收转化为微弱电信号，如图1所示，微弱电信号首先要经过平衡式环行器隔离电路，3db电桥二将该微弱电信号分成幅度相同、相位相差90度的上下两条支路，分别经过环行器环行后在3db电桥三处汇合，原来与接收信号同相位的下支路信号在3db电桥三处相位增加90度，而原来与接收信号相位相差90度的上支路信号在3db电桥三处相位保持不变，所以上下支路的信号在3db电桥三处幅度相同、相位也相同，它们叠加成新的接收信号，送入定向耦合器三，再依次经过定向耦合器四和五输出rx接收信号。在定向耦合器三、定向耦合器四、定向耦合器五中既有微弱的接收电信号也有幅度较大的载波泄露信号，二者幅度相差上亿倍，所以对定向耦合器三、定向耦合器四、定向耦合器五中耦合出的微弱接收电信号都可以忽略不计，因此对于天线ant端到接收输出信号rx端的路径损耗就是平衡式环行器隔离电路和经过定向耦合器三、定向耦合器四、定向耦合器五的直通差损。平衡式环行器隔离电路的差损是两个3db电桥和两个环行器，定向耦合器三和定向耦合器五的耦合度都是20db，在工作频段的插损是0.13db，定向耦合器四的耦合度是10db，在工作频段的插损是0.47db，所以从天线ant到接收输出rx的路径损耗就是0.16x2+0.2x2+0.13+0.47+0.13＝1.45db。对于载波泄露消除电路而言这个值是非常小的，它保证了在uhf rfid系统中使用本实施例的载波泄露消除电路时，对原有的接收信号的负面影响是很轻微的，基本不会恶化接收灵敏度。
43.(3)泄露信号对消的过程：
44.如图1所示，泄露的载波主要来自于两个部分，一个是来自于天线ant的载波泄露，
一般天线接口的阻抗都是按照50欧姆纯阻设计的，但是实际上天线的端口阻抗并不能做到恰好是50ω，而且都是存在着电抗成分的，并且天线周围的物体，尤其是金属材料的，也会引起天线端口阻抗的变化，一般而言，天线端口的回波损耗return loss能达到20db，就已经匹配良好了，在这种情况下，送到天线端口的载波功率会有tx-20db的功率反射回来，进入接收链路，形成了载波泄露，这就是收发共用天线的弊端，但是为了便于应用，一般的uhf rfid系统都采用收发共用天线的形式。另一部分的载波泄露来自于电路中的环行器，环行器是一种uhf rfid常用的收发隔离器件，信号一般按照其设定的环行方向传输进行收发分离，但其隔离度也是很有限的，铁氧体的环行器的隔离度范围一般是20
ˉ
30db，可以取中值25db，如图1中平衡式环行器隔离电路中的环行器旁的虚线箭头所示，发射信号经过环行器正常环行时，由于隔离度有限，一部分沿此虚线进入了接收通道。这两部分进入接收通道的信号叠加起来就形成了载波泄露的主要部分。
45.为了消除泄露的载波，本实施例采取了两级消除的方案。第一级就是利用设计的平衡式环行器隔离电路，第二级就是以数控移相器dcps为核心的、在定向耦合器四进行的泄露信号对消。
46.第一级载波泄露消除的过程为：在发射信号tx到天线ant的过程中，3db电桥一输出的上支路信号，其功率是发射信号的一半，相位与发射信号同相，在经过逆时针环行的环行器时泄露一部分载波，该部分载波进入3db电桥三，它经过电桥三时仍然保持了相位不变，而3db电桥一输出的下支路信号，其功率也是发射信号的一半，但是相位比发射信号滞后90度，在经过下支路的顺时针环行的环行器时也泄露一部分载波，该部分载波进入3db电桥三，它经过3db电桥三时相位再次滞后了90度，其相位累计与发射信号相差180度，这样在3db电桥三的输出口就有两个幅度相同但是相位相反的信号在此叠加，其结果是二者相互抵消，如此就消除了上下两个支路的环行器造成的载波泄露(两个环行器除了环行方向相反，其电性能指标是一致的)，这种平衡式环行器隔离电路对收发信号的隔离度比单独使用一个环行器能提高20db左右。
47.第二级载波泄露消除的过程为：生成了一个参考信号reference signal，通过调整其幅度和相位，使之与最终泄露的载波信号幅度相同但相位相反，并让两者在定向耦合器四处相加，就能够相互抵消，从而达到进一步消除载波泄露的目的。如图1所示，参考信号取自功率放大器pa输出的信号，由定向耦合器一的耦合端生成。图1中gpd是幅度和相位比较器，它可以比较两路输入信号的幅度差和相位差。本实施例中用定向耦合器二耦合出参考信号，用定向耦合器三耦合出载波泄露信号，并分别通过电阻п型衰减器一(п衰一)和电阻п型衰减器二(п衰二)调整它们的幅度，使得它们到达gpd时的幅度相当，这样幅度和相位比较器gpd能更准确的判断它们之间的相位差，gpd将它们二者的幅度误差a
°
和相位误差β
°
送入微处理器mpu，由mpu精确量化，并结合定向耦合器二和定向耦合器三以及定向耦合器四的耦合度，以及п衰一和п衰二等参数，就可以得到相加之前的参考信号和泄露信号的幅度差及相位差，从而通过调节数控移相器dcps改变参考信号的幅度和相位，就可以得到幅度相同、相位相反的参考信号和泄露信号，它们在定向耦合器四处相加，就会相互抵消。相加后的信号用定向耦合器五耦合出百分之一，通过电阻п型衰减器三(п衰三)送到功率检测pd模块，用于检测对消之后残留的载波泄露信号，如果达到预期值就停止搜索相位差和幅度差，反之则可能由于器件及线路误差，就在小范围校正幅度差和相位差，直到达
到满意的消除效果，定向耦合器五的直通端输出的就是接收信号端，用于对接后续uhf rfid读卡器的射频接收链路。
48.在本实施例中，如图3所示，更具体的第二级消除过程为：
49.第一步、初始化：
50.参数清零：对包括幅度误差a
°
、相位误差β
°
、载波残留检测值在内的参数进行清零；
51.预置参数：需要预置的参数包括数控移相器dcps的插损、п衰一、п衰二、п衰三，以及幅度相位比较器gpd和功率检测器pd的置信区间。
52.第二步，获取最终泄露信号和参考信号的幅度误差a
°
与相位误差β
°
：gpd输出对应幅度误差a
°
的电压以及对应相位误差β
°
的电压到mpu，通过12位adc后，再根据定向耦合器二和定向耦合器三的耦合度、п衰一和п衰二，计算出a
°
与β
°
。这种方法可以快速确定泄露信号和参考信号的幅度差和相位差，比通过遍历参考信号的相位和幅度，从而来对齐泄露信号的方法，能先给出一个相对不大的相位误差范围，从而缩短参考信号最佳幅度和相位的搜索时间。
53.第三步、控制数控移相器dcps的移相数值和衰减数值：这一步是本实施例方法的核心，图3中右半部分是对这一步的具体分解。
54.3.1)首先根据泄露信号和参考信号的幅度差，大尺度地进行参考信号的幅度衰减；
55.3.2)然后先搜索最优的移相数值：初始化移相精度为较粗的步进，移相后比较残留信号的幅度，是否减小了，如减小则认为是有效的移相数值，然后提高移相的步进精度，以此类推，直到达到移相的最高精度；
56.3.3)接下来确定dcps的衰减微调数值，因为实施例1中载波泄露消除装置中没有放大器，它不会引入额外的噪声，但也存在制约，即参考信号的幅度必须大于泄露信号，载波泄露消除装置中定向耦合器四的耦合度是10db，所以要保证送入定向耦合器四进行相加的参考信号的幅度要大于泄露信号10db，搜索最优衰减数值的方法与搜索最优移相数值的方法相同，不再赘述。
57.第四步、对消后残留载波幅度的检测：在完成最优移相和最优衰减后，定向耦合器五耦合出一小部分残留的泄露信号，通过功率检测电路pd转换成直流电压后，送入微处理器mpu，进行adc，然后根据定向耦合器五的耦合系数以及п衰三折算出实际接收端rx的输出功率。因为实施例形成的载波泄露消除装置，是放在原有uhf rfid电路之前的，所以其载波泄露输出的幅度只要满足uhf rfid读卡器对rx信号的要求即可，这个要求就是本实施例要实现的载波泄露消除阈值，当测算出的残留功率小于该阈值，就表明对消过程结束。
58.第五步、残留信号监测：因为天线对周围环境的变化比较敏感，或者uhf rfid读卡器的使用条件发生变化，都会影响射频电路的性能，所以本实施例方法会实时监测载波残留的幅度，一旦其超过阈值，就会触发进行新一轮的载波泄露对消。
59.实施例3
60.本实施例提供对实施例1所述载波泄露消除装置的性能实验。
61.如图4所示，dut就是被测载波泄露消除装置，它有3个接口：tx用于连接大功率发射信号，ant用于连接收发共用天线，rx用于连接后续接收电路。在测试中，用射频信号源产
生载波信号，经过功率放大后送入被测单元，再由天线将其发射到空间，由于本实施例的目的是测试载波泄露消除的效果，所以没有出现电子标签，而是用频谱仪直接测试被测单元输出的rx信号中残留载波的大小，用isolation＝tx-rx来表征载波泄露消除效果。
62.表1列出了本实施例中被测试的所述载波泄露消除装置的主要器件，主要印制板采用fr4板材，4层板，分别是top层、gnd层、power层和bottom层。模块采用直流7.5v供电，电流≤100ma。
63.表1
[0064][0065]
表2列出了本实施例的被测试的载波泄露消除装置的衰减器配置参数，3个衰减器都采用电阻п型连接的方式，如图5所示，电阻都使用贴片0603的薄膜电阻。因为幅度相位比较器ad8302和射频功率检测器adl5513都有一个置信区间，就是检测误差比较小的时候
对应的射频信号的输入范围，所以dut中采用电阻п型衰减器来调节ad8302和adl5513的输入信号电平。
[0066]
表2
[0067][0068]
表3列出了对于被测载波泄露消除装置不同载波输入信号tx时，对应的载波残留信号rx的值。定义dut的隔离度如下：
[0069]
isolatioin＝tx-rx；
[0070]
表3同时列出了对应载波泄露消除装置的隔离度的最优移相数值和衰减数值。图6是载波泄露消除装置的隔离度isolation随载波输入信号tx的变化曲线。因为载波泄露消除装置中每一级的载波泄露情况不方便用仪器实时测试，但是载波泄露消除装置的隔离度其实就表征了：当接入的载波发射信号通过天线将其辐射到空间的同时，在接收链路上泄露的载波信号，所以载波泄露消除装置的isolation也可以认为是大功率发射情况下，载波泄露消除装置的对消比leakage cancellation,即：
[0071][0072]
表3
[0073]
[0074][0075]
表3和图6说明，实施例1所述的载波泄露消除装置，当输入发射功率tx等于0.5～20w时，其在rx接收端对载波的抑制都在70db以上，实际泄露到rx接收端的载波信号都小于-30dbm，这个量级的载波泄露对于接收链路的低噪声放大器lna是非常安全的，可以保证在收发共用天线的情况下接收链路能正常工作。
[0076]
对于本领域的技术人员来说，可以根据以上的技术方案和构思，给出各种相应的改变和变形，而所有的这些改变和变形，都应该包括在本实用新型权利要求的保护范围之内。