高分配比可重构功分器的制作方法

本发明属于射频与微波通信技术领域，具体涉及一种高分配比可重构功分器。主要应用于天线阵列、混频器以及实时功率分配与合成。

背景技术：

作为射频电路前端的重要组成部分，功率分配器的研究与设计正越来越受到人们的重视。功率分配器简称为功分器，在大规模阵列天线系统和相控阵列雷达系统以及功率合成器中，都需要使用多个功率分配比例不同的功分器。而由于射频功分器的工作原理决定了其体积较大的缺点，多个射频功分器的应用会进一步使得射频前端体积庞大，且生产成本增加。而功率分配比可重构功分器可以用一个器件代替多个器件，所以它能降低成本，提高性能和集成度，使通信系统的设备尺寸小型化。

目前，关于分配比可重构功分器的研究主要是关于功率分配比的离散可重构。不但结构复杂，而且分配比例离散，应用受限。而分配比连续可重构功分器可调范围低，实用性低。同时由于传统微带线功分器都是基于特征阻抗的变化会引起输出功率分配比变化的原理设计功分器。但是由于高阻抗微带线在工艺上难以实现，所以高分配比功分器制造困难、成本过高。

技术实现要素：

本发明的目的是提出一种高分配比可重构功分器，能实现功率的高分配比以及分配比例大范围内连续可调。

本发明所述的高分配比可重构功分器，包括金属接地板和介质基板，所述介质基板设置在金属接地板上，还包括分别设置在介质基板上的3dbwilkinson功分器、3db分支线耦合器、第一π型等效传输线和第二π型等效传输线；

所述3dbwilkinson功分器分别与第一π型等效传输线、第二π型等效传输线连接，第一π型等效传输线、第二π型等效传输线分别与3db分支线耦合器连接；

所述3dbwilkinson功分器包括第一微带线、第二微带线、第三微带线和隔离电阻r，隔离电阻r的两端分别与第二微带线的右端和第三微带线的右端连接，第二微带线的左端以及第三微带线的左端均与第一微带线的右端连接，第一微带线的左端作为射频信号的输入端；

所述3db分支线耦合器包括第四微带线、第五微带线、第六微带线、第七微带线、第八微带线和第九微带线，第四微带线的两端分别与第五微带线的左端、第六微带线的左端连接，第七微带线的两端分别与第五微带线的右端、第六微带线的右端连接，第五微带线的右端还与第八微带线的左端连接，第六微带线的右端还与第九微带线的左端连接，第八微带线的右端和第九微带线的右端分别作为射频信号的输出端。

所述第一π型等效传输线包括第十微带线、隔离电容c3、隔离电容c4、变容二极管d3和变容二极管d4；所述第十微带线的左端经隔离电容c3、变容二极管d3后接地，第十微带线的左端还与第二微带线的右端连接；第十微带线的右端经隔离电容c4、变容二极管d4后接地，第十微带线的右端还与第五微带线的左端连接；

所述第二π型等效传输线包括第十一微带线、隔离电容c1、隔离电容c2、变容二极管d1和变容二极管d2；第十一微带线的左端经隔离电容c1、变容二极管d1后接地，第十一微带线的左端还与第三微带线的右端连接，第十一微带线的右端经隔离电容c2、变容二极管d2后接地，第十一微带线的右端还与第六微带线的左端连接。

在所述变容二极管d3的两端以及变容二极管d4的两端分别施加反向直流偏置电压v2；

在所述变容二极管d1的两端以及变容二极管d2的两端分别施加反向直流偏置电压v1；

且v2＝vmax-v1；

其中vmax为变容二极管d1、变容二极管d2、变容二极管d3和变容二极管d4工作时的最大反向偏置电压；这种设置使得所述高分配比可重构功分器实现的功率分配比可调范围更大。

所述第一微带线、第八微带线和第九微带线的特征阻抗为z0，物理长度为λ/4；

所述第四微带线、第七微带线的特征阻抗为z0，物理长度可任取；

所述第二微带线、第三微带线的特征阻抗为物理长度为λ/4；所述第五微带线、第六微带线的特征阻抗为物理长度为λ/4；所述第十微带线、第十一微带线的特征阻抗为物理长度λ/12；所述隔离电阻r＝2*z0。这种设置使得所述高分配比可重构功分器的各端口反射系数较小，输出端口之间的隔离度较大，满足功分器的工作指标。

本发明具有以下优点：

(1)本发明具有高分配比、隔离度高、回波损耗低且易于实现的优点，解决了传统功分器的难以实现高分配比的缺点。

(2)本发明通过调节连接在3dbwilkinson功分器和3db分支线耦合器间的π型等效传输线的电长度，可实现输出功率分配比大范围内连续可调，解决了传统可重构功分器的分配比例不高且可调范围低的缺点。

(3)本发明通过调节传输线等效电长度来实现分配比例可调，解决了传统可重构功分器通过调节传输线特征阻抗难以实现分配比大范围连续可调的缺点。

(4)本发明中的微带线结构、介质基板、金属接地板等都可以采用普通的印刷电路板工艺制作,具有易于集成、便于加工和成本低廉的优点。

附图说明

图1为本发明的整体框图；

图2为本发明中高分配比功分器的结构图；

图3为本发明中高分配比功分器的s参数；

图4为本发明中高分配比可重构功分器的结构图；

图5为本发明中π型等效传输线原理图；

图6为本发明中π型等效传输线的特征阻抗变化；

图7为本发明中π型等效传输线的电长度变化；

图8为本发明中变容二极管的特性曲线；

图9为本发明中高分配比可重构功分器的s参数；

图中：1、3dbwilkinson功分器，2、3db分支线耦合器，3、第一π型等效传输线，4、第二π型等效传输线，5、金属接地板，6、介质基板，11、第一微带线，12、第二微带线，13、第三微带线，21、第四微带线，22、第五微带线，23、第六微带线，24、第七微带线，25、第八微带线，26、第九微带线，31、第十微带线，41、第十一微带线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明。

如图1和图4所示高分配比可重构功分器，包括3dbwilkinson功分器1、3db分支线耦合器2、第一π型等效传输线3、第二π型等效传输线4、金属接地板5和介质基板6。所述介质基板6的型号为arlonad430，介电常数为4.3，基板厚度为0.8mm，损耗角正切值为0.003；所述金属接地板5的厚度为0.1mm。

如图1和图4所示，3dbwilkinson功分器1、3db分支线耦合器2、第一π型等效传输线3和第二π型等效传输线4分别设置在介质基板6上；介质基板6设置在金属接地板5上。所述3dbwilkinson功分器1分别与第一π型等效传输线3、第二π型等效传输线4连接，第一π型等效传输线3、第二π型等效传输线4分别与3db分支线耦合器2连接。

如图1和图4所示，所述3dbwilkinson功分器1包括第一微带线11、第二微带线12、第三微带线13和隔离电阻r，隔离电阻r的两端分别与第二微带线12的右端和第三微带线13的右端连接，第二微带线12的左端以及第三微带线13的左端均与第一微带线11的右端连接，第一微带线11的左端作为射频信号的输入端。

如图1和图4所示，所述3db分支线耦合器2包括第四微带线21、第五微带线22、第六微带线23、第七微带线24、第八微带线25和第九微带线26，第四微带线21的两端分别与第五微带线22的左端、第六微带线23的左端连接，第七微带线24的两端分别与第五微带线22的右端、第六微带线23的右端连接，第五微带线22的右端还与第八微带线25的左端连接，第六微带线23的右端还与第九微带线26的左端连接，第八微带线25的右端和第九微带线26的右端分别作为射频信号的输出端。

如图1和图4所示，所述第一π型等效传输线3包括第十微带线31、隔离电容c3、隔离电容c4、变容二极管d3和变容二极管d4；所述第十微带线31的左端经隔离电容c3、变容二极管d3后接地，第十微带线31的左端还与第二微带线12的右端连接；第十微带线31的右端经隔离电容c4、变容二极管d4后接地，第十微带线31的右端还与第五微带线22的左端连接；隔离电容c3和隔离电容c4的作用是防止直流电压源v1对功分器的射频信号产生影响。

如图1和图4所示，所述第二π型等效传输线4包括第十一微带线41、隔离电容c1、隔离电容c2、变容二极管d1和变容二极管d2；第十一微带线41的左端经隔离电容c1、变容二极管d1后接地，第十一微带线41的左端还与第三微带线13的右端连接，第十一微带线41的右端经隔离电容c2、变容二极管d2后接地，第十一微带线41的右端还与第六微带线23的左端连接；隔离电容c1和隔离电容c2的作用是防止直流电压源v2对功分器的射频信号产生影响。

如图1和图4所示，在所述变容二极管d3的两端以及变容二极管d4的两端分别施加反向直流偏置电压v2；在所述变容二极管d1的两端以及变容二极管d2的两端分别施加反向直流偏置电压v1；且v2＝vmax-v1；其中vmax为变容二极管d1、变容二极管d2、变容二极管d3和变容二极管d4工作时的最大反向偏置电压。这种设置使得所述高分配比可重构功分器实现的功率分配比可调范围更大。

本发明所述的高分配比可重构功分器，所述第一微带线11、第八微带线25和第九微带线26的特征阻抗为z0，物理长度为λ/4；所述第四微带线21、第七微带线24的特征阻抗为z0，物理长度可任取；所述第二微带线12、第三微带线13的特征阻抗为物理长度为λ/4；所述第五微带线22、第六微带线23的特征阻抗为物理长度为λ/4；所述第十微带线31、第十一微带线41的特征阻抗为物理长度λ/12；所述隔离电阻r＝2*z0。这种设置使得所述高分配比可重构功分器的各端口反射系数较小，输出端口之间的隔离度较大，满足功分器的工作指标。

以下对本发明能够实现高分配比进行详细说明，以工作频率f在2.5ghz为例：

为了方便说明和理解，将高分配比可重构功分器的第一π型等效传输线3、第二π型等效传输线4去掉，只保留第十一微带线41，即构成一个高分配比功分器，参见图2。其中，第十一微带线41的长度为l2，宽度为1.49mm；3dbwilkinson功分器1中的第一微带线11的左端作为功率输入端p1，长度为5mm，宽度为1.49mm，第二微带线12和第三微带线13的长度均为16.8mm，宽度为0.75mm，隔离电阻r的阻值为100ω。正常工作时，微波信号从第一微带线11的功率输入端p1输入，从第二微带线12和第三微带线13输出，根据奇偶模分析法可以得到，3dbwilkinson功分器的输出功率等幅同向输出。

3db分支线耦合器2中的第五微带线22和第六微带线23的长度为18.67mm，宽度为2.6mm；第四微带线21和第七微带线24的长度为15.7mm，宽度为1.49mm；第八微带线25和第九微带线26的长度为5mm，宽度为1.49mm。如图2所示，当从第五微带线22左端输入单位幅值为1的波时：根据奇偶模分析法，第五微带线22的左端所接收到的功率b1、第六微带线23的左端所接收到的功率b2、第八微带线25的右端所接收到的功率b3和第九微带线26的右端所接收到的功率b4满足公式(1-1)：

而当第六微带线23左端同时输入幅值为e^jθ(θ为第五微带线22和第六微带线23输入信号的相位差)的波时，根据叠加原理可得，所接受的功率b1、b2、b3、b4满足公式(1-2)；

当第五微带线22和第六微带线23输入信号的相位发生变化时，3db分支线耦合器2的输出功率比为p2/p3(或b3/b4)将发生改变。基于该原理，如图2所示，将3dbwilkinson功分器1中的第二微带线12的右端与第五微带线22的左端相接，第三微带线13的右端通过第十一微带线41与第六微带线23的左端相接，使得从p1端输入的信号经过3dbwilkinson功分器1等比分配，再经过第十一微带线41产生相位差，再利用3db分支线耦合器2进行再分配，最终实现输出端p2、输出端p3具有高分配比。

如图3所示，为高分配比功分器的s参数结果，其中，s(1.1)为p1端口的回波损耗，实际工作时越小越好，s(1.2)为p1端口至p2端口的传输系数，s(1.3)为p1端口至p3端口的传输系数，s(2.3)为p2端口至p3端口的隔离度，实际工作时越小越好。如图3所示，随着第十一微带线41的长度l2变化，s(1.1)和s(2.3)均优于40db，满足工作需求。高分配比功分器的输出功率分配比k＝p3/p2＝s(1.3)-s(1.2),随着l2由0增大至20mm，分配比k由0db变化至-40db(约1:1～1:10000),实现了高分配比设计，远大于现有功分器所能够实现的最大分配比。

以下对本发明可实现输出功率分配比大范围内连续可调进行详细说明：

如图4所示，为了实现高分配比功分器的分配比实时连续可重构(即可调)，在3dbwilkinson功分器1与3db分支线耦合器2之间接入两个π型等效传输线，即本发明所述的高分配比可重构功分器，它能够实现3db分支线耦合器2的输入信号相位差可调，使得最终整个功分器的输出功率分配比可重构。所述3dbwilkinson功分器1与3db分支线耦合器2的参数与图2中的参数相同；对第二微带线12和第三微带线13进行了弯折以使功分器的尺寸更小，对器件功能无影响。

如图5所示，为π型等效传输线产生相位差的原理图，5(a)为一条普通传输线，图5(b)为π型等效传输线，由一条短传输线和两个并联的电容组成。根据奇偶模相关理论，可得到普通传输线的转移矩阵：

其中：y、z和θ分别是传输线的导纳、阻抗和电长度(相位)。

根据奇偶模相关理论，可得到π型等效传输线的转移矩阵：

其中：y0、z0和θ0分别是π型等效传输线中微带线的导纳、阻抗和电长度，c是可变电容的电容值，yc为可变电容的导纳；

令式(1-3)和式(1-4)相等，可得：

其中：f为工作频率。

综上所述，只要选择合适的可变电容、π型电路中传输线的特性阻抗和电长度，就可以替代特定的传输线。改变可变电容的电容值，就可以改变了π型等效传输线的特征阻抗和电长度。为了实现等效替代后可重构功分器的分配比尽可能高，分配比可调范围尽可能大。须得到合适范围的可变电容使得π型等效传输线的特征阻抗相对于单位阻抗(50ω)尽可能小，而电长度尽可能大。选取工作频率f为2.5ghz，π型等效传输线中微带线的长度为6mm，宽度为0.5mm时，对可变电容c进行s参数扫描仿真，得到如图6和图7的结果，根据图6和图7可看出电容值为0pf～3pf之间时，电长度变化较大而特征阻抗较小，适合用于本发明的功率分配比调节。

本发明采用变容二极管作为可变电容，可通过调节变容二极管的直流反向偏置电压来改变变容二极管的电容值，从而实现π型等效传输线的特征阻抗和电长度的改变。图4中的变容二极管d1、变容二极管d2、变容二极管d3和变容二极管d4的型号均为smv2020，在直流反向偏置电压下变容二极管的电容值的变化如图8所示；直流反向偏置电压v1在0v～20v间调节时，可得到电容值c在0.286pf～3.315pf间变化，可作为本发明中的变容二极管。隔离电容值c1、隔离电容值c2、隔离电容值c3和隔离电容值c4均为8pf。v1在0～20v间调节时，最大电压vmax＝20v，所以v2＝20-v1。

图9为图4中高分配比可重构功分器的s参数结果，随着v1在0～20v间变化时，高分配比可重构功分器的输出功率分配比在-15.5db～15.5db间连续变化，所述高分配比可重构功分器的回波损耗s(1.1)和隔离度s(2.3)均优于25db。

综合上述性能指标可以看出，本发明实现了功分器输出功率高分配比0db～-40db，最大分配比可达-40db，以及分配比在-15.5db～15.5db大范围连续可调。

以上描述仅是本发明的一个具体实例，不构成对本发明的任何限制。显然对于本领域的专业人员来说，在了解了本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。