基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线的制作方法

本发明涉及一种宽带多谐振天线技术，特别是一种基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线。

背景技术：

随着信息科技的日益发展，无线通信系统对宽带天线的要求也越来越高。微带贴片天线因其具有体积小、重量轻、低剖面、易集成等特点被广泛应用，但是它存在一些缺点，例如带宽窄、增益低等。因此，一些传统的扩展微带天线带宽的方法被提出，例如加载容性缝隙补偿探针馈电、l型探针馈电或者堆栈贴片天线等。但是，这些传统扩展带宽的技术因为存在剖面高、体积大等缺点，其应用被极大地限制。后来，yingliu等人提出了一种缝隙耦合的贴片天线，通过使用两种不同尺寸的贴片天线，引入了多个谐振点，使得带宽可以提高到30％，但由于贴片天线的面积很小，因此增益非常低，在1.5个波长的口径面下只有8dbi。而超表面结构作为超材料的一种，可以在保证低剖面的情况下，灵活有效地操纵电磁波的相位、极化方式、传播模式等特性，也被广泛应用于提高天线器件的辐射性能。近年来，陈志宁等人提出一种超表面天线，使用多个周期性排列的矩形单元，并在地板上开缝，突破了传统意义上的贴片天线的概念，极大地改善了天线的性能；与传统的微带天线相比，其带宽可以提高到28％，在1.1个波长的口径面下，增益也可增加到10dbi。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，利用不同环宽的方环超表面单元产生多个谐振频点，从而实现宽带多谐振天线。

实现本发明目的的技术方案为：一种基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，由采用双层叠放方式的介质基板组成，包括：印制于上层介质基板上表面的非周期方环超表面结构，印制于上层介质基板下表面的开有缝隙的金属地板，印制于下层介质基板下表面的馈电网络；所述超表面结构被分割为若干个金属方环贴片的超表面单元，所有超表面单元呈中心对称设置，相邻超表面单元之间设置窄型缝隙，所述超表面单元的口径大小相同，但宽度不完全相同。

采用上述天线，所有超表面单元呈矩形阵列排列且超表面单元的宽度从内向四周依次减小。

采用上述天线，缝隙的形状为矩形或阶梯状矩形或梯形。

采用上述天线，馈电网络由微带金属片组成，微带金属片为y型或矩形或阶梯状矩形。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：(1)本发明提出的基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，是基于多谐振的原理进行设计的，即利用具有不同环宽的方环超表面单元来提供不同的谐振频点，再加上地板上缝隙本身的谐振频点，从而得到多个频点，继而实现宽带多谐振天线。与传统的基于周期方环结构或者周期矩形结构的超表面天线相比，阻抗带宽可提高到47％；(2)本发明提出的基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，在整个带内均呈现高增益，最大增益可达10.8dbi；(3)本发明提出的基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，与传统的基于周期方环结构或者周期矩形结构的超表面天线相比，增益更加平稳，2-db增益带宽可达32％；(4)本发明提出的基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，与传统的基于周期方环结构或者周期矩形结构的超表面天线相比，口径效率也得到很大改善，最大口径效率可达72％，大于50％口径效率的带宽可达36％；(5)本发明提出的基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，仍然保留了低剖面特性，整体结构只有0.06λ的厚度；(6)本发明提出的基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，由于超表面单元的口径相同且环宽不同，既保证了口径的一致性，也增加了设计的自由度；(7)本发明提出的基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，采用双层微波介质板，结构简单，加工容易，成本和重量都相对较小，因而可以大规模生产。

下面结合说明书附图对本发明做进一步描述。

附图说明

图1为本发明基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线的侧视图、俯视图和仰视图，其中图(a)为侧视图，图(b)为俯视图，图(c)为仰视图。

图2为本发明方环超表面单元的三维图和俯视图，其中图(a)为方环超表面单元的三维图，图(b)为方环超表面单元的俯视图。

图3为本发明16个独立的方环超表面单元的环宽wr分布图。

图4为基于图3在方环超表面单元中不同环宽wr下的反射相位图。

图5为基于图3在方环超表面单元的环宽wr分布为wr1＝1.5mm，wr2＝3.5mm，wr3＝4mm，wr4＝4.3mm时的反射系数和增益以及口径效率曲线，以及与相应尺寸下的周期矩形结构超表面和周期方环结构超表面的比较，其中(a)为反射系数曲线，(b)为增益的曲线，(c)为口径效率曲线。

图6为在方环超表面单元的环宽wr分布为wr1＝1.5mm，wr2＝3.5mm，wr3＝4mm，wr4＝4.3mm时的表面电流分布图，其中(a)为4.85ghz处，(b)为6ghz处。

图7为在方环超表面单元的环宽wr分布为wr1＝1.5mm，wr2＝3.5mm，wr3＝4mm，wr4＝4.3mm时的电场幅度分布图，其中(a)为4.85ghz处，(b)为6ghz处。

图8为单个缝隙天线的反射系数和增益曲线示意图。

图9为在方环超表面单元的环宽wr分布为wr1＝1.5mm，wr2＝3.5mm，wr3＝4mm，wr4＝4.3mm时的辐射方向图，其中(a)为4.85ghz处，(b)为6ghz处，(c)为6.8ghz处。

图10为缝隙的不同形状示意图。

具体实施方式

结合图1，一种基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，由采用双层叠放的介质基板组成，包括非周期方环超表面结构1、金属地板3、馈电网络5。其中非周期方环超表面结构1印制于上层介质基板6上，金属地板5印制于上层介质基板6下表面上且金属地板5开有缝隙4，馈电网络5印制于下层介质基板7下表面。

所述超表面结构1被分割为若干个独立的超表面单元2，每个超表面单元均由金属方环贴片组成。所有超表面单元2呈中心对称设置，相邻超表面单元2之间设置窄型缝隙8。所述的每个方环超表面单元2的金属方环贴片的口径大小相同，但是方环的宽度却有所不同。方环的宽度取决于方环单元被放置的位置，不同宽度的方环可以产生不同的谐振频点，达成的宽带效果也有所不同，所述相邻的两个方环超表面单元2之间设有窄型缝隙8。所有超表面单元2呈矩形阵列排列，及共有m×n个超表面单元2，每一行和每一列超表面单元2的长宽相互对齐，相对于一般的非周期结构的天线，本发明矩阵式的排列降低了设计的难度，减小了边缘的空白，提高了利用率。

为了使中间的辐射间隙和边缘的辐射间隙在不同的频率下辐射，所有超表面单元2呈矩形阵列排列且超表面单元2的宽度从内向四周减小，或者从内向外增大，从内部向不同方向减小或增大的长度可以不一样。

所述金属地板3中心开有呈矩形的缝隙4，以耦合上述超表面结构1，使其进行辐射；所述馈电网络由大体呈y-型的微带金属片5组成，以耦合金属地板3上的缝隙4进行馈电，从而进一步使得超表面结构可以进行辐射。

结合图10，缝隙4还可以为阶梯状矩形或者梯形，匹配更好，宽度更宽。微带金属片呈矩形或阶梯状矩形，耦合效果更好。

所述上层介质基板6的介电常数εr均为2.2,10.2，厚度h0为0.001λ,0.1λ，其中λ为自由空间波长。

所述下层介质基板7的介电常数εr均为2.2,10.2，厚度h1均为0.001λ,0.1λ，其中λ为自由空间波长。

所述方环超表面单元2的结构大小w为0.03λ,0.30λ，环的宽度wr为0.001λ,0.30λ，窄型缝隙8的宽度g为0.001λ,0.015λ，其中λ为自由空间波长。

所述金属地板3的大小gl为0.5λ,1.5λ，在金属地板上所开的大体呈矩形的缝隙4长度为0.1λg,0.8λg，宽为0.05λg,0.5λg，其中λg为上层介质基板2的介质有效波长。

所述微带金属片5长为0.1λg,0.8λg，宽度为0.1λg,0.5λg，其中λg为下层介质基板7的介质有效波长。

实施例一

结合图1，所述非周期方环超表面结构1被分割为16个独立的金属方环超表面单元2，这些超表面单元2的口径大小相同，但方环的宽度却有所不同；所述独立的方环超表面单元2的排布沿水平轴线和垂直轴线均呈对称结构，不同位置的方环超表面单元2，它们的环的宽度也有所不同，以此来提供不同的谐振频点，从而实现宽带。

结合图3，方环超表面单元2的方环宽度wr由里向外依次为wr1、wr2、wr3、wr4，且wr1<wr2<wr3<wr4。所述方环超表面单元2的结构大小w为0.03λ,0.30λ，环的宽度wr范围为0.001λ,0.30λ，窄型缝隙8的宽度g为0.001λ,0.015λ，其中λ为自由空间波长。上层介质基板6的介电常数εr均为2.2,10.2，厚度h0为0.001λ,0.1λ，其中λ为自由空间波长。下层介质基板7的介电常数εr均为2.2,10.2，厚度h1均为0.001λ,0.1λ，其中λ为自由空间波长。金属地板3的大小gl为0.5λ,1.5λ，在金属地板上所开的大体呈矩形的缝隙4长度为0.1λg,0.8λg，宽为0.05λg,0.5λg，其中λg为上层介质基板2的介质有效波长。馈电网络中大体呈y-型的微带金属片5长为0.1λg,0.8λg，宽度为0.1λg,0.5λg，其中λg为下层介质基板7的介质有效波长。

实验中，取方环超表面单元2的结构尺寸w为9mm；方环超表面单元2的环宽wr分布为wr1＝1.5mm，wr2＝3.5mm，wr3＝4mm，wr4＝4.3mm，窄型缝隙8的宽度g为0.4mm；上层介质基板6和下层介质基板7的材料均为rogersro4003c，介电常数εr为3.38，介质损耗角为0.0027，厚度h0为3.25mm,厚度h1为0.813mm，约为0.06λ0(其中λ0为5ghz处的自由空间波长)。

结合图4，当平面波垂直入射到非周期超表面结构1时，反射波的反射相位会随着频率变化而连续变化，相位变化范围为180°～-180°，这与普通超表面结构例如人工磁导体、电磁带隙结构等的反射相位特性是一致的；随着超表面单元2的环宽wr从0.5mm增加到3.5mm，零反射相位点逐渐向高频移动；这说明，不同的环宽，其谐振频点也有所不同，也预示着当应用多种环宽的方环结构时，多谐振点将会产生。

结合图5，可以得到，对于基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线，其反射系数低于-10db的工作频带为4.4ghz～7.1ghz，相对带宽为47％，带内有三个谐振频点，分别在4.85ghz、6ghz、6.8ghz处；最大增益可以达到10.8dbi，且整个频带内增益非常平稳，2db增益带宽为32％；而通过口径效率图可以发现，在其工作频带内，口径效率非常平稳，最高可达72％，且大于50％口径效率的带宽可达36％。此外，通过与相同尺寸下周期矩形结构超表面和周期方环结构超表面的比较，可以知道，增益、增益平坦度、口径效率、带宽均有较大改善。

结合图6，由基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线的各谐振点处的表面电流图可以发现，在第一个谐振频点处(4.85ghz)，整个超表面的电流矢量方向基本保持一致，且中间两排单元上的表面电流幅度最强；在第二个谐振频点处(6ghz)，整个超表面的电流矢量方向基本保持一致，且边缘两排的单元上的表面电流幅度最强；这说明，中间两排单元主要对低频处的谐振起作用，而边缘两排单元主要对高频处的谐振起作用；这也与图4中“当环的宽度增加，谐振频点向高频移动”的规律是一致的。

结合图7，由基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线的各谐振点处的电场幅度分布图可以发现，在第一个谐振频点处(4.85ghz)，中间两排的单元使得超表面中间的辐射间隙处发生谐振，其电场强度最强，说明其在低频进行辐射；在第二个谐振频点处(6ghz)，边缘两排单元使得超表面边缘两排的辐射间隙处发生谐振，其电场强度最强，说明其在高频进行辐射。结合图6和图7，可以得到，第一个(4.85ghz)和第二个谐振频点(6ghz)，均由超表面结构引起。

结合图8，由去除超表面结构之后的单个缝隙天线的反射系数和增益曲线可以得到，第三个谐振频点由单个缝隙天线本身引起：单个缝隙天线的谐振频点大概在6.5左右，这与第三个谐振频点(6.8ghz)基本保持一致。

结合图9，由基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线的带内三个频点处的辐射方向图可以发现，其交叉极化抑制效果较好，可达到25db左右。

表1为本发明基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线在环宽wr分布为wr1＝1.5mm，wr2＝3.5mm，wr3＝4mm，wr4＝4.3mm时与相同尺寸下周期矩形结构超表面和周期方环结构超表面的性能比较。

结合表1，与相同尺寸下周期矩形结构超表面和周期方环结构超表面相比，该基于基于非周期方环结构的宽带多谐振超表面天线在保证低剖面的情况下，谐振点更多、带宽更宽，增益和口径效率更平坦。带宽可高达47％；最大增益可以达到10.8dbi，2db增益带宽为32％；口径效率最高可达72％，且大于50％口径效率的带宽可达36％。此外，交叉极化抑制效果也较好，可高达25db。

表1