一种对称双支节并联谐振器及带通滤波器及设计方法与流程

本发明涉及电子信息技术领域，具体地，涉及一种对称双支节并联谐振器及带通滤波器及设计方法。

背景技术：

射频滤波器通常在无线系统的接收机内部实现，其对相邻发射频带内的抑制指标要求极为严格，以便保护它们免受可能的损害和降低其发射(tx)功率。现在这些问题已经成为微波平面滤波器研究的主题。其中，具有传输零点响应的带通滤波器因其具有较高的频率选择性，因而在现代无线通信和雷达等系统中的应用越来越广泛。传统的并联支节单元由长度为λg0/2(λg0是相应介质基片上的导波波长)开路谐振器连接到主传输线上，如图1所示，图1中，z1、θ1分别是开路单支节a的特征阻抗和电长度，而w1、l1则分别是单支节a对应的宽度和长度。ya是单支节a的输入导纳。图中，然后若干个独立的并联支节单元由长度为λg0/4的单位传输线依次级联，最后获得所需的滤波响应。该类带通滤波器的电气模型如图2所示，图2中，l1a，l1b分别是两个开路支节的长度，yia和yib(i＝1，2，…，n)分别是对应开路支节的特征导纳；l1,2，…，ln-1,n分别是主传输线上各个级联单元的长度，yi,i+1(i＝1，2，…，n-1)则是主传输线上各个级联单元的特征导纳；y0是分支线滤波器输入和输出端口的特征导纳。在图2中，每个并联开路支节长度l1a+l1b＝l2a+l2b＝…＝ln-1a+ln-1b＝lna+lnb＝λg0/2、其特征导纳为yia和yib(i＝1，2，…，n)；主传输线上每个级联单元的长度l1,2＝…＝ln-1,n＝λg0/4、其特征导纳为yi,i+1(i＝1，2，…，n-1)；输入和输出端口的特征导纳为y0。虽然传统的开路支节线滤波器能够获得传输零点，但是也只能得到两个传输零点(分别位于f0/2和3f0/2附近)。而且，传统的开路支节线滤波器存在尺寸较大的缺陷。图3阐述了一种由传统的单支节开路谐振器通过级联传输线单元构造的五阶滤波器原理图。图中，开路支节长度为半波长，而级联单元的长度为四分之一波长。很显然，当传统支节线滤波器的阶数n很高(比如，n≥5)时，整个电路的尺寸将大幅度增加。

在传统的单支节开路并联带通滤波器中，为了获得高选择性的带通响应，通常需要高阶(比如，5阶及以上)的低通原型结构。这样一来，当传输线滤波器需要多个四分之一导波波长的级联传输线单元进行连接时，整个电路沿主传输线方向的长度将近似为(n-1)λg0/4。很显然，随着并联支节数n的增加，最终得到的滤波器几何尺寸将显著增加。

传统的支节线滤波器只能获得两个传输零点，而且分布在通带中心频率f0的f0/2和3f0/2处。由此可见，该类滤波器带外抑制性能不理想，特别是通带边缘的衰减有限，导致滤波器的频率选择性很差。而且，一旦滤波器的工作频率确定了，则其传输零点不可调。因此，传统的支节线滤波器不能对传输零点进行独立控制，这给电路设计带来不便。

综上，在传统的并联开路支节线带通滤波器中，由于主传输线上每个级联单元的长度为四分之一导波波长、每个并联支节的长度为二分之一导波波长，因此，该类滤波器的电路尺寸通常较大。同时，这类经典滤波器的传输零点(transmissionzeros，记为tzs)个数少，仅在f0/2和3f0/2(其中，f0是带通滤波器的中心频率)附近存在传输零点。因此，该类开路支节线滤波器的频率选择性较差，且传输零点的位置难以控制。

技术实现要素：

基于上述传统滤波器存在尺寸较大、传输零点数有限且不能独立调控零点位置缺陷，本发明提出了具有电气连接传输线的并行对称双支节滤波器及其设计方法。不仅独立调控传输零点的位置，而且可以获得更多的传输零点。同时，修正对称双支节滤波器只需较少的阶数(比如，三阶滤波器)即可获得比传统单支节滤波器更好的性能。因此，提出的修正双支节滤波器可以有效地减少电路尺寸。综上所述，本发明能够有效解决传统单支节并联滤波器尺寸较大以及频率选择性较差缺点和不足。

为实现上述发明目的，本申请提供了一种对称双支节并联谐振器，所述并联谐振器包括：互相平行且对称的开路导体和短路导体，开路导体对应开路支节，短路导体对应短路支节，开路支节与短路支节去耦合组成所述谐振器。

本申请还提供了一种对称双支节带通滤波器，所述带通滤波器包括：

主传输线、若干修正对称双支节；若干修正对称双支节均并联在主传输线上，所述修正对称双支节包括：开路导体、短路导体、电气连接传输线；其中，开路导体与短路导体互相平行且对称，开路导体的一端开路，短路导体的一端接地，开路导体的另一端与短路导体的另一端均通过电气连接传输线与主传输线连接。

本发明从新的设计角度出发，首先由对称的开路/短路导体构造并行双支节，然后通过引入电气连接传输线与主传输线并联。这种新型结构定义为修正对称双支节(modifiedsymmetricaldual-stub,msds)。这种设计方法有效地解决了传统开路单支节并联滤波器存在的问题。双支节结构不仅使滤波器小型化，而且引入多个传输零点(multi-transmissionzeros，记为mtzs)改善带通滤波器的频率选择性。此外，通过去耦合配置，最大程度地降低并行双支节之间的相互影响，以简化电路设计。

进一步的，并行对称的开路导体与短路导体通过去耦合组成开路-短路双支节并联谐振器。

进一步的，所述带通滤波器还包括：所述带通滤波器还包括：介质基片、腔体；开路导体和短路导体设置在介质基片上，开路导体和短路导体及其附着的介质基片均设置在腔体内。

进一步的，对称并行的开路导体与短路导体之间的间距为s0，s0的范围是大于等于0.5mm。

进一步的，修正对称双支节的谐振方程包括：

开路导体对应开路支节，短路导体对应短路支节，开路和短路支节并联的输入导纳yia为：

yia＝1/zia＝jyo.ctanθo.c-jys.ccotθs.c(1.1)

其中，zia是输入阻抗，yo.c、θo.c分别是开路支节的特征导纳和电长度，ys.c、θs.c分别是短路支节的特征导纳和电长度，j为虚部单位；

上述导纳再经过电长度为θc的电气连接传输线变换之后，得到修正双支节b的输入导纳yib为：

由上式(1.2)可求得修正双支节b的谐振条件，即

yo.ctanθo.c+yctanθc-ys.ccotθs.c＝0(1.3)

其中，zc、yc、θc分别是电气连接传输线的特征阻抗、特征导纳和电长度。

进一步的，对称双支节带通滤波器的设计方程包括：

由公式(1.2)可求得修正双支节b的级联矩阵，即abcd矩阵：

因此，滤波器的总级联矩阵[abcd]t为：

其中，主传输线矩阵[abcd]ms由如下方程给出：

由上述abcd矩阵可以得到该滤波器的传输系数，即s21：

其中，yibp是第p(＝1,2,3)个修正双支节谐振器的输入导纳，zms、yms、θms分别是第s(s＝1,2)个主传输线的特征阻抗、特征导纳和电长度，a、b、c和d分别是总级联矩阵的各个分量，z0是滤波器的系统阻抗。

进一步的，若干修正对称双支节均位于主传输线的同一侧。

另一方面，本申请还提供了一种对称双支节带通滤波器的设计方法，所述对称双支节带通滤波器为前面所述的对称双支节带通滤波器，所述设计方法包括：

步骤1：确定对称并行开路导体与短路导体之间的间距s0；

步骤2：判断开路支节与短路支节是否成功去耦合，若是则执行步骤3，若否则继续执行步骤1；

步骤3：编程计算获得谐振器几何尺寸的初值，电磁仿真软件优化滤波器的传输系数参数，利用预设方程组(即方程组1.1-1.7)综合优化滤波器的电路尺寸；

步骤4：判断滤波器的传输系数参数是否满足设计指标；若满足，则进行步骤5，若不满足则返回步骤3；

步骤5：基于步骤3获得的对称双支节带通滤波器参数，进行带通滤波器pcb制作，并进行电路测试。

本申请提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

(1)开路导体和短路导体通过并行方式位于主传输线的同一侧，这样一来就比两个导体分别放置于主传输线的两侧更紧凑，从而使电路尺寸大大减少；

(2)开路导体和短路导体通过去耦合方式并联，故对该双支节结构的计算仍然类似于两个独立的导体，从而使得滤波器设计更加简化；

(3)开路导体和短路导体通过电气连接传输线构成修正双支节谐振器，增加了设计修正双支节的自由变量，从而增加了滤波器设计的灵活性；

(4)开路导体、短路导体以及电气连接传输线均可以独立控制传输零点位置，也就是说控制传输零点位置的上述几何参数是独立的，从而增加了滤波器设计的可调性。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定；

图1是传统的半波长开路并联单支节与主传输线的电气连接示意图；

图2是传统的半波长开路支节带通滤波器电气模型示意图；

图3是一个传统的单支节五阶带通滤波器结构示意图；

图4是修正对称双支节的电气模型示意图；

图5是本申请中新型双支节带通滤波器拓扑结构示意图；

图6是修正对称双支节带通滤波器的设计方法流程示意图；

图7是修正对称双支节三阶带通滤波器的pcb版图；

图8是修正对称双支节三阶带通滤波器的传输响应示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在相互不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述范围内的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。

本发明提出的开路-短路双支节并联谐振器(dual-stubparallelresonator，记为dspr)是一个非常方便的解决方案，因为它们允许控制一个带通两侧的两个衰减频带。dspr是由两个并行的对称(即等长、等宽)开路-短路支节通过去耦合组成，这两个不同终端负载的支节都会产生各自关于基本谐振条件的传输零点，因而形成两个不同的高低频段阻带。这样，基于上述较低和较高的传输零点可以获得带通响应。根据可用参数的数量和每个阻带结构的初始特性，dspr允许独立控制以下参数：(1)通带内的一个极点；(2)低阻带中的一个传输零点；(3)高阻带中的一个传输零点。

为了获得更好的电气性能，以及为了更好地调控传输零点的位置以增加设计灵活性，本发明在dspr基础上引入电气连接传输线，得到修正对称双支节，其电气模型如图4所示，图4中，yia是对称双支节的输入导纳，yib是修正对称双支节的输入导纳；yo.c、θo.c分别是开路支节的特征导纳和电长度，ys.c、θs.c分别是短路支节的特征导纳和电长度，zc、θc分别是电气连接传输线的特征阻抗和电长度；wo.c、lo.c分别是开路支节的宽度和长度，ws.c、ls.c分别是短路支节的宽度和长度，wc、lc分别是电气连接传输线的宽度和长度。

本发明提出的滤波器拓扑结构如图5所示，图5中，yia1，yia2，yia3分别是三个对称双支节a1、a2和a3的输入导纳，yib1，yib2，yib3分别是三个修正对称双支节b1、b2和b3的输入导纳；zo.c、zs.c分别是开路支节和短路支节的特征阻抗，θo.ci、θs.ci(i＝1,2,3)分别是开路支节和短路支节的电长度，zc、θci(i＝1,2,3)分别是电气连接传输线的特征阻抗和电长度；wo.c、lo.ci(i＝1,2,3)分别是开路支节的宽度和长度，ws.c、ls.ci(i＝1,2,3)分别是短路支节的宽度和长度。wc、lci(i＝1,2,3)分别是电气连接传输线的宽度和长度；zmi，θmi(i＝1，2)则是主传输线上各个级联单元的特征阻抗和电长度，wmi，lmi(i＝1，2)则是主传输线上各个级联单元的宽度和长度。z0是滤波器输入和输出端口的特征阻抗。为了便于独立调控传输零点，可以假设：并行双支节的间距s0应该足够大，以便两个导体谐振器去耦合。这样对双支节传输性能的影响几乎可以忽略不计，从而将双支节视为两个独立的谐振器进行考虑。

因此，为了便于设计，首先考虑平行并联的开路与短路支节在去耦合情况下合成谐振器的近似谐振方程。在获得设计初值之后，再对谐振电路及其滤波器进行全波电磁场仿真与优化设计。

修正双支节的谐振方程：

开路和短路支节并联的近似输入导纳yia如下，

yia＝1/zia＝jyo.ctanθo.c-jys.ccotθs.c(1.1)

上述导纳再经过电长度为θc的电气连接传输线变换之后，得到修正双支节b的近似输入导纳yib如下，

由上式(1.2)可求得修正双支节b的谐振条件，即

yo.ctanθo.c+yctanθc-ys.ccotθs.c＝0(1.3)

由(1.3)式可知，修正双支节b的谐振条件增加了电气连接传输线的特征导纳yc和电长度θc，因而增加了设计自由度，使得整个谐振滤波器的设计变得更加方便和容易实现。

基于修正双支节b的带通滤波器设计方程：

根据上述对修正双支节b的讨论，可推导出滤波器的近似设计方程。

由公式(1.2)可求得修正双支节b的级联矩阵(即abcd矩阵)，

因此，滤波器的总级联矩阵为,

其中，主传输线矩阵由如下方程给出，

由上述abcd矩阵可以得到该滤波器的传输系数，即s21

当上述表达式的分母为无穷大时，滤波器的频率响应有传输零点。整理该分母表达式，然后分情况进行讨论产生传输零点的各种条件。

三阶mtzs带通滤波器

首先来讨论公式(1.3)给出的不定式方程的解。由于该方程中存在六个变量(即yo.c，ys.c，yc，θo.c，θs.c以及θc)，很显然，不可能有确定的解。结合滤波器的设计指标，可以对上述方程进行简化处理：(1)双支节满足等宽和等长的条件，即双支节是对称的；(2)由双支节与其电气连接传输线构成的修正双支节满足等长的条件；(3)电气连接传输线的宽度等于对称双支节宽度及其间距之和。

本发明提出的滤波器应用于wimax(worldwideinteroperabilityformicrowaveaccess，微波接入的全球互联互通)系统，工作频率为3.5ghz。基于修正对称双支节的三阶带通滤波器设计流程如图6所示，其基本步骤可以概括如下：(1)通过计算或电路分析，确定并行双支节去耦合的最小间距s0；(2)结合滤波器综合公式(1.1)-(1.7)，利用计算机辅助设计软件确定电路参数的初值，再利用电磁仿真软件优化几何尺寸；(3)满足滤波器技术指标后，制作pcb(printedcircuitboard，印刷电路板)并对电路进行测试。

最终设计的wimax滤波器的pcb几何布线如图7所示，图7中，li(i＝1,2,3)分别是第i个对称双支节中开路导体和短路导体的长度，ws是对称双支节中短路导体和开路导体的宽度，ls2、ls3分别是第2和第3个电气连接传输线的长度，wsm是电气连接传输线的宽度，wm和lm分别是主传输线级联单元的宽度和长度，该滤波器的设计结果由图8给出。由此可见，本发明提出的带通滤波器获得了良好的传输特性，且在上、下阻带的响应近似对称。在图8中，该滤波器的传输特性如下：通带内最小插入损耗出现在3.51ghz，其值为il＝1.0db；通带的中心频率为3.49ghz，且其3-db分数带宽fbw＝10.8％；通带内最大回波损耗出现在3.51ghz，其值为rl＝-20.6db；另外，为了改善该滤波器的频率选择性而设计的六个传输零点分布于通带的上、下两个边缘，也在图8中观察到，它们分别是-59.8db/2.14ghz，-54.8db/2.32ghz，-55.0db/2.65ghz，-56.5db/4.32ghz，-53.4db/4.69ghz以及-63.9db/5.15ghz。由于基于传统单支节并联的支节线滤波器只有两个传输零点，因此，本发明提出的滤波器结构和设计方法能够显著改善带通滤波器的性能。

最终实现的滤波器有效尺寸为0.46λg0×0.43λg0。其中，λg0为滤波器中心频率处的导波波长。由于基于传统单支节并联的五阶滤波器几何尺寸近似为1.0λg0×0.5λg0。因此，本发明提出的修正对称双支节带通滤波器结构更加紧凑。

本发明采用所述并行的双支节去耦合连接方法。通过这个方法不仅可以增加传输零点的个数、单独改变并行支节长度来实现传输零点的独立控制，而且因为两个单支节并没有放置于主传输线的上下两边而使得电路结构仍然非常紧凑。

本发明所述构建可调谐双支节谐振器的方法。通过对开路单支节引入并行的短路支节以增加传输零点的个数，然后与一个满足电气连接的传输线串联。这样进一步增加了控制传输零点位置的灵活性。

本发明中所述带通滤波器结构。本发明提出的短路-开路双支节保持对称(等长等宽)，因此减少了电路中独立变量的个数，进而达到简化电路设计的目的。提供并行支节电气连接的传输线长度不等，以便控制传输零点的位置。

本发明提出了一种新型微带带通滤波器的几何结构及设计方法。这种结构能够产生多个传输零点，电路拓扑简单有效。不仅设计相对简便，而且零点位置可以通过开路或短路支节以及电气连接的传输线长度来独立控制，因而容易调整零点。同时，与传统的高阶支节线带通滤波器相比，整个电路的尺寸更加紧凑和小型化。

本申请中利用并联支节实现传输零点的带通滤波响应，有多种实现方式。目前传统的方法是利用半波长的开路单支节并联在主传输线上，然后再通过四分之一导波波长的传输线级联单元串接而成。但是，这种设计往往尺寸较大、传输零点个数少，而且设计过程比较复杂和繁琐。上述方法在传输零点位置的调控上并不方便和灵活，主要通过调节并联单支节线的长度来实现。上述结构和方法的不足正是本发明所要解决的问题。综上所述，一种易于设计和传输零点位置易于调整的紧凑型支节线滤波电路的设计方案目前还未见报道。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。