一种改善宽频带天线波瓣宽度收敛性的馈电网络的制作方法

本发明涉及通信技术领域，尤其是涉及一种改善宽频带天线波瓣宽度收敛性的馈电网络。

背景技术：

基站天线作为实现移动通信网络覆盖的核心设备之一，是移动通信系统的重要组成部分，其用于将传输线中的高频电磁能转换为自由空间的电磁波或将自由空间的电磁波转换为高频电磁能，其设计的好坏直接影响整个移动通信系统的质量。

随着移动通信用户的不断增加和移动通信新的应用与需求的出现，基站天线的需求量也越来越大，同时对基站天线的要求也越来越严格，往往需要其在很宽的频段内，如1.695ghz～2.690ghz，满足电路参数和辐射参数的要求，如驻波比满足指标要求，增益稳定，及辐射方向图稳定等等，以便同时能够满足2g、3g和4g等多个通信系统的要求。

传统馈电网络在其工作频段内所提供给辐射单元的幅度基本是一个定值，即幅度不随频率变化或变化很小。这种幅度分配方式使宽频带天线在其工作频带内波瓣宽度变化很大，呈现出频率越大，波瓣宽度越窄的变化趋势。当频率足够高时，天线瓣宽变得很窄，最终使天线覆盖范围不足，严重影响通信系统的质量。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的缺陷，提供一种改善宽频带天线波瓣宽度收敛性的馈电网络。

为实现上述目的，本发明提出如下技术方案：一种改善宽频带天线瓣宽收敛性的馈电网络，包括第一功分器、延时线、90°电桥和第二功分器；

所述第一功分器将输入至馈电网络的一路信号转换为两路信号，并将其中一路信号通过延时线改变相位后输入至所述90°电桥中，另一路信号直接输入至所述90°电桥中；

所述90°电桥将接收到的两路信号转换为等相不等幅的两路信号，并将其中一路信号通过第二功分器输出至辐射单元中，另一路信号直接输出至辐射单元中。

优选地，所述延时线包括传输微带线本体和由传输微带线本体向下弯折形成u形部。

优选地，所述传输微带线本体的底端距离u形部的底端的长度大于馈电网络输入信号的波长。

优选地，所述延时线包括呈t形连接的第一主传输微带线和短路微带线，所述短路微带线的非短路端与第一主传输微带线相连，短路端设有接地通孔。

优选地，所述短路微带线的长度为馈电网络输入信号波长的四分之一。

优选地，所述延时线包括呈t形连接的第二主传输微带线和开路微带线，所述开路微带线的非开路端与主传输微带线相连。

优选地，所述开路微带线的长度为馈电网络输入信号波长的二分之一。

优选地，输入至所述90°电桥输出的两路信号的相位均随着频率的增大而减少。

优选地，所述第一功分器和第二功分器均为3dbwilkinson功分器。

优选地，所述第二功分器的输出功率分配比为1：n，n为大于1的自然数。

本发明的有益效果是：

(1)、通过特定的馈电网络的设计，采用延时线调节90°电桥输入信号的相位差，进而改变90°电桥输出信号的幅度分配，使宽频带天线中每个辐射单元可分配不同的幅度，并且每个辐射单元获得的幅度可随着频率的变化而变化，使得在1.695ghz～2.690ghz内宽频带天线的波瓣宽度可以控制在33°±2.5°以内，有效改善了宽频带天线水平波瓣宽度的收敛性，改善了基站的覆盖范围。

(2)、通过采用由短路微带线或开路微带线构成的延时线，还可有效减少馈电网络的尺寸。

附图说明

图1是本发明的结构框图示意图；

图2是输入至90°电桥的两路信号的相位分布满足关系示意图；

图3是本发明由常规微带线构成的延时线示意图；

图4是本发明由短路微带线构成的延时线示意图；

图5是本发明由开路微带线构成的延时线示意图；

图6是利用传统馈电网络形成的天线方向图；

图7是利用本发明所述馈电网络形成的天线方向图。

附图标记：10、馈电网络，11、第一功分器，12、延时线，121a、传输微带线本体，121b、u形部，122a、第一主传输微带线，122b、短路微带线，122c、接地通孔，123a、第二主传输微带线，123b、开路微带线，13、90°电桥，14、第二功分器，21、第一辐射单元，22、第二辐射单元，23、第三辐射单元。

具体实施方式

下面将结合本发明的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整的描述。

本发明所揭示的馈电网络，应用于单波束天线，其通过采用延时线12改变90°电桥13输入信号中任意一信号的相位，进而通过调节90°电桥13输入信号的相位差改变90°电桥13输出信号的幅度分配，使宽频带天线中每个辐射单元可分配不同的幅度，并且每个辐射单元获得的幅度可随着频率的变化而变化，有效改善了宽频带天线水平波瓣宽度的收敛性，改善基站的覆盖范围。

如图1所示，为本发明所揭示的一种改善宽频带天线波瓣宽度收敛性的馈电网络10，包括第一功分器11、延时线12、90°电桥13和第二功分器14，其中，第一功分器11的输入端作为馈电网络的输入端口，其一输出端与延时线12的输入端耦合，另一输出端直接与90°电桥13的一输入端耦合，用于将输入至馈电网络的一路信号转换为等幅等相的两路信号；延时线12的输出端与90°电桥13的另一输入端耦合，用于将第一功分器11输出的一路信号改变相位后输入至90°电桥13中，使90°电桥13输入的两路信号为等幅不等相信号；90°电桥13的一输出端直接与宽频带天线的辐射单元耦合，另一输出端与第二功分器14的输入端耦合，用于将等幅不等相的两路信号转换为等幅等相的两路信号；第二功分器14的输出端直接与宽频带天线的辐射单元耦合，用于将90°电桥13输出的一路信号转换为多路信号。

具体实施时，第一功分器11将输入至馈电网络的一路信号转换为两路信号，并将其中一路信号通过延时线12改变相位后输入至90°电桥13中，另一路信号直接输入至90°电桥13中，90°电桥13进一步将接收到的两路信号转换为等相不等幅的两路信号，并将其中一路信号通过第二功分器14输出至辐射单元中，另一路信号直接输出至辐射单元中。

本实施例中，90°电桥13的一个输出端通过第二功分器14分别与第一辐射单元21和第三辐射单元23耦合，另一个输出端直接与第二辐射单元22耦合，在其他实施例中，90°电桥13的两个输出端均可通过功分器与多个辐射单元耦合。进一步地，第一功分器11和第二功分器14均为3dbwilkinson(威尔金森)功分器，其中，第二功分器14的输出功率分配比为1：n，n为大于1的自然数。本实施例中，n为2，在其他实施例中，n可根据宽频带天线中辐射单元的数量进行确定。

为了使宽频带天线能够实现更好的波瓣宽度收敛性，输入至90°电桥13的两路信号的相位分布应满足如图2所示的线性关系。由图2可知，随着频率的增大，两路信号的相位均呈现出下降趋势，并且90°电桥13输入信号的相位差随着频率的变化而变化，如在1.695ghz时，一路信号的相位为a，另一路信号的相位b，两路信号之间的相位差为c，又如在2.195ghz时，两路信号的相位相同，两路信号之间的相位差为0，又如在2.695ghz时，一路信号的相位为a′，另一路信号的相位b′，两路信号之间的相位差为c′。通过调节90°电桥13输入信号的相位差，使其随着频率的变化而变化，可使90°电桥13输出信号的幅度分配也随着频率的变化而变化，使宽频带天线波瓣宽度在整个频段内呈现出极其收敛的特性。如下表所示，为90°电桥13在不同频率下为三个辐射单元的幅度和相位分配表。

由上表可知，在同一频率下，不同的辐射单元分配的幅度不同，同时，在不同的频率下，不同的辐射单元分配到的幅度也不同，可见通过改变不同频率下90°电桥13输入信号的相位差，有效改变了90°电桥13输出信号的幅度分配。这种随频率不断变化的幅度分配方式可使宽频带天线的波瓣宽度在1.695ghz～2.690ghz内呈现出极其收敛的特性。

结合图3～图5，采用三种不同结构的延时线12调节90°电桥13输入信号在不同频率下的相位差。具体地，如图3所示，为由常规微带线构成的延时线12，其包括传输微带线本体121a和由传输微带线本体121a向下弯折形成u形部121b。为使其中一路信号满足如图2所示的相位分布，传输微带线本体121a的底端距离u形部121b的底端的长度需大于馈电网络输入信号的波长。

如图4所示，为由短路微带线122b构成的延时线12，其包括第一主传输微带线122a和短路微带线122b，其中，短路微带线122b的一端与第一主传输微带线122a相连，相对端为短路端，短路端设有接地通孔122c。本实施例中，以第一主传输微带线122a与短路微带线122b呈t形相连为最佳。进一步地，为了使其中一路信号满足如图2所示的相位分布，短路微带线122b的长度为馈电网络输入信号波长的四分之一。

如图5所示，为由开路微带线123b构成的延时线12，其包括第二主传输微带线123a和开路微带线123b，其中，开路微带线123b的一端与第二主传输微带线123a相连，相对端为开路端。本实施例中，以第二主传输微带线123a与短路微带线122b呈t形相连相连为最佳。进一步地，为了使其中一路信号满足如图2所示的相位分布，开路微带线123b的长度为馈电网络输入信号波长的二分之一。

本发明通过采用由短路微带线122b或开路微带线123b构成的延时线12，还可有效减少馈电网络的尺寸。

与现有技术相比，本发明所述的馈电网络，通过采用图3～图5所示的延时线12的结构调节90°电桥13输入信号的相位差，使90°电桥13输入信号的相位差可满足如图2所示的线性关系，最终使90°电桥13输出所需幅度的信号，使得在1.695ghz～2.690ghz内宽频带天线的波瓣宽度可以控制在33°±2.5°以内，极大提高了波瓣宽度收敛性，有效改善了基站的覆盖范围。

进一步地，结合图6和图7所示，图6为传统馈电网络的33°天线方向图，图7为利用本发明所述馈电网络的33°天线方向图。由图6可知，利用传统馈电网络时，宽频带天线在1.695ghz、1.92ghz、2.3ghz和2.69gh的-3db波瓣宽度和-10db波瓣宽度如下表所示：

由上表可知，传统馈电网络使天线在四个频点时的波瓣宽度存在明显差异，其中，-3db波瓣宽度的最大值与最小值相差13°，-10db波瓣宽度的最大值与最小值相差22°，并且在1.695ghz～2.690ghz内宽频带天线的波瓣宽度可以控制在33°±6.5°。

由图7可知，利用本发明所述的馈电网络时，宽频带天线在1.695ghz、1.92ghz、2.3ghz和2.69gh的-3db波瓣宽度和-10db波瓣宽度如下表所示

由上表可知，本发明所述的馈电网路使天线在四个频点时的波瓣宽度的差异较小，其中，-3db波瓣宽度的最大值与最小值相差2°左右，-10db波瓣宽度的最大值与最小值相差2°左右，并且在1.695ghz～2.690ghz内宽频带天线的波瓣宽度可以控制在33°±2.5°。与传统馈电网路相比，不管是-3db波瓣宽度和-10db波瓣宽度最大值与最小值相差仅2°左右，有效改善了波瓣宽度收敛性。

本发明的技术内容及技术特征已揭示如上，然而熟悉本领域的技术人员仍可能基于本发明的教示及揭示而作种种不背离本发明精神的替换及修饰，因此，本发明保护范围应不限于实施例所揭示的内容，而应包括各种不背离本发明的替换及修饰，并为本专利申请权利要求所涵盖。