一种宽带小型化90°移相器及其设计方法与流程

本发明涉及一种移相器，具体涉及一种宽带小型化90°移相器及其设计方法。

背景技术：

传统的90°schiffman移相器的主线单元主要由一段λ/4且直通端和隔离端连接在一起的平行耦合线组成，微波信号通过该平行耦合线可产生180°的相移，参考线单元则是由一段3λ/4的均匀传输线组成，可产生270°的相移。当主线和参考线的输入信号相位相同时，经主线和参考线的传输可使得两路输出信号之间存在90°的相位差且具有宽频带移相特性，已广泛应用于带宽圆极化天线的馈电网络中，但是为了保持宽带移相功能，参考线的最小长度必须为3λ/4，使得电路尺寸较大，不能有效实现小型化。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术的不足，提供一种宽带小型化90°移相器及其设计方法，该小型化移相器结构设计合理，设计制作科学严谨，能有效实现移相器的小型化，满足更多样的使用需求，设计方法操作简便，实用性强。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种宽带小型化90°移相器，其特征在于，包括主线单元和参考线单元两个独立的电路单元，所述主线单元的输入端口p3通过平行耦合线与输出端口p4相连，所述平行耦合线由平行设置且连通的传输线构成，两根所述传输线上均有两个端口，一根传输线上的两个端口分别为输入端a1和直通端a2，另一根传输线上的端口为耦合端a3和隔离端a4，所述直通端a2和隔离端a4连接，输入端口p3与输入端a1连接，输出端口p4与耦合端a3连接，所述参考线单元的输入端口p1通过trd耦合线与输出端口p2相连，所述trd耦合线是在平行耦合线上等间隔加载电容元件制成，所述trd耦合线中的一根传输线上设置输入端b1和隔离端b2，另一根传输线上设置耦合端b3和直通端b4，所述直通端b4和耦合端b3均开路，输入端口p1与输入端b1相连，所述隔离端b2和直通端b4的相对位置与隔离端a4和直通端a2的相对位置相反，输出端口p2与隔离端b2相连，所述主线单元内的平行耦合线的奇、偶模特性阻抗分别为ze2和zo2，电长度为θ2，所述参考线单元内的trd耦合线的奇、偶模特性阻抗分别为ze1、zo1，电长度为θ1，trd耦合线上加载电容的参数为c，所述trd耦合线的长度为λ/4。

另外，本发明还提供一种宽带小型化90°移相器的设计方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤一、移相器的结构设计和理论分析：采用trd耦合器的s参数矩阵分析推导trd耦合线的回波损耗和插入损耗的计算公式，进而确定trd耦合线随耦合系数的变化规律；

步骤二、移相器的参数化分析：采用ads仿真分析trd耦合线耦合系数和主线单元奇偶模特性阻抗比对移相器的性能影响；

步骤三、移相器的设计制作及性能分析：利用ads中的传输线综合软件，计算得到移相器的物理尺寸，再用hfss电磁仿真软件建模仿真与分析。

优选地，步骤一中所述的移相器的结构设计和理论分析具体包括以下操作方法：

s101、获得trd耦合器的s参数矩阵如下所示

式中，k为trd耦合线的耦合系数。当trd耦合线只有端口b1有输入信号且输入信号的归一化电压为1时，此时端口b2为隔离端没有信号输出，端口b3和端口b4的输出信号的归一化电压分别为k和两路输出信号被开路负载全部反射进入trd耦合线并在trd耦合线中组合后由端口p1和端口p2输出，端口p1和端口p2归一化电压分别为2k²-1和式中-j表明相对于端口p1的输入信号，端口p2的输出信号的相位落后90°，当trd耦合线中时，端口p1的输出信号为零，可实现理想的输入输出匹配特性；

s102、参考线单元在中心工作频率为f0处的回波损耗rl和插入损耗il计算公式分别为：

其中，s11表示端口p1的电压反射系数，s21表示从端口p1到端口p2的电压传输系数。

s103、绘制参考线单元的回波损耗和插入损耗随trd耦合线耦合系数k的变化曲线，根据变化曲线确定耦合系数k；

s104、计算trd耦合线的奇、偶模特性阻抗ze1和zo1，计算加载电容的参数c：首先对主线单元实现全通网络，其实现条件为此时主线单元的s参数为：

s33＝s44＝0；

δψ＝phase(s21)-phase(s43)＝-90°-ψ；

其中，s33、s44分别表示端口p3、p4的电压反射系数，s21、s43、s34表示端口p1到端口p2、端口p3到端口p4和端口p4到端口p3的电压传输系数，θ2为主线单元的耦合线电长度，ze2和zo2表示主线单元内的平行耦合线的奇、偶模特性阻抗，δψ表示移相器在中心工作频率处的输出信号相位差，δψ只由主线单元决定，当主线单元内的平行耦合线长度也为λ/4时，δψ为90°。

在参考线单元中耦合线之间加载电容c且并联电容ce，电容c和并联电容ce的计算公式如下：

其中，n为电容加载个数，k为耦合系数，θ1为耦合线电长度。

优选地，步骤二中所述的移相器的参数化分析具体包括以下步骤：

s201、利用ads电路仿真软件获得移相器的s参数随trd耦合线耦合系数k的变化曲线、移相器的阻抗带宽随trd耦合线耦合系数k的变化曲线和移相器的相位差δψ随trd耦合线耦合系数k的变化曲线；

s202、利用ads电路仿真软件获得移相器的相位差δψ随主线单元偶模特性阻抗与奇模特性阻抗之比g的变化曲线；

s203、基于s201和s202中得到的曲线图进行参数分析。

优选地，在步骤三中通过hfss电磁仿真软件得到根据实物模型仿真出的移相器的s参数随频率的变化曲线和移相器的输出信号相位差随频率的变化曲线。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1、本发明设计的移相器与已有的schiffman移相器相比参考线长度减小了三分之二，充分实现了小型化，结构设计科学合理，能满足更多样的使用需求，可推广应用。

2、本发明设计的移相器能通过调节trd耦合线的耦合系数可控制该移相器的带宽，使用时还能有效抑制邻频干扰。

3、本发明设计的移相器还来通过调节trd耦合线的耦合系数可控制移相器的输入输出匹配特性和相移纹波特性，即trd耦合线的引入不仅可以减小电路尺寸，还提高了移相器的设计灵活性。

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。

附图说明

图1是本发明设计的移相器的原理图。

图2是本发明中参考线单元的回波损耗和插入损耗随trd耦合线耦合系数k的变化曲线图。

图3是本发明中移相器的s参数随trd耦合线耦合系数k的变化曲线图。

图4是本发明中移相器的阻抗带宽随trd耦合线耦合系数k的变化曲线。

图5是本发明中移相器的相位差δψ随trd耦合线耦合系数k的变化曲线图。

图6是本发明中移相器的相位差δψ随主线单元偶模特性阻抗与奇模特性阻抗之比g的变化曲线图。

图7是本发明移相器的实物制作示意图。

图8是本发明中实际制作的移相器的s参数随频率的变化曲线图。

图9是本发明中实际制作的移相器的输出信号相位差随频率的变化曲线。

图10是本发明中电容加载耦合线的单元结构示意图。

具体实施方式

如图1所示，本发明提供的一种宽带小型化90°移相器，包括主线单元和参考线单元两个独立的电路单元，所述主线单元的输入端口p3通过平行耦合线与输出端口p4相连，所述平行耦合线由平行设置且连通的传输线构成，两根所述传输线上均有两个端口，一根传输线上的两个端口分别为输入端a1和直通端a2，另一根传输线上的端口为耦合端a3和隔离端a4，所述直通端a2和隔离端a4连接，输入端口p3与输入端a1连接，输出端口p4与耦合端a3连接，所述参考线单元的输入端口p1通过trd耦合线与输出端口p2相连，所述trd耦合线是在平行耦合线上等间隔加载电容元件制成，所述trd耦合线中的一根传输线上设置输入端b1和隔离端b2，另一根传输线上设置耦合端b3和直通端b4，所述直通端b4和耦合端b3均开路，输入端口p1与输入端b1相连，所述隔离端b2和直通端b4的相对位置与隔离端a4和直通端a2的相对位置相反，输出端口p2与隔离端b2相连，所述主线单元内的平行耦合线的奇、偶模特性阻抗分别为ze2和zo2，电长度为θ2，所述参考线单元内的trd耦合线的奇、偶模特性阻抗分别为ze1、zo1，电长度为θ1，trd耦合线上加载电容的参数为c，所述trd耦合线的长度为λ/4。

一种宽带小型化90°移相器的设计方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤一、移相器的结构设计和理论分析：采用trd耦合器的s参数矩阵分析推导trd耦合线的回波损耗和插入损耗的计算公式，进而确定trd耦合线随耦合系数的变化规律。

步骤二、移相器的参数化分析：采用ads仿真分析trd耦合线耦合系数和主线单元奇偶模特性阻抗比对移相器的性能影响。

步骤三、移相器的设计制作及性能分析：利用ads中的传输线综合软件，计算得到移相器的物理尺寸，再用hfss电磁仿真软件建模仿真与分析。

本实施例中，步骤一中所述的移相器的结构设计和理论分析具体包括以下操作方法：

s101、为获得理想匹配(s11＝0)和隔离特性(s21＝0)，trd耦合器的实现条件为trd耦合器的奇偶模电长度相差π。根据微波网络理论可以推导出，trd耦合器的s参数矩阵如下所示

式中，k为trd耦合线的耦合系数。如图1所所示，当trd耦合线只有端口b1有输入信号且输入信号的归一化电压为1时，此时端口b2为隔离端没有信号输出，端口b3和端口b4的输出信号的归一化电压分别为k和两路输出信号被开路负载全部反射进入trd耦合线并在trd耦合线中组合后由端口p1和端口p2输出，端口p1和端口p2归一化电压分别为2k²-1和式中-j表明相对于端口p1的输入信号，端口p2的输出信号的相位落后90度，当trd耦合线中时，端口p1的输出信号为零，可实现理想的输入输出匹配特性。

s102、参考线单元在中心工作频率为f0处的回波损耗rl和插入损耗il计算公式分别为：

其中，s11表示端口p1的电压反射系数，s21表示从端口p1到端口p2的电压传输系数。

s103、绘制参考线单元的回波损耗和插入损耗随trd耦合线耦合系数k的变化曲线图2，由图2可知，trd耦合线的耦合系数越小，参考线单元的回波损耗越大即输入输出端口匹配性能越好，同时插入损耗越小。当设计指标要求移相器整个工作频段内输入回波损耗大于10db时，trd耦合线的耦合系数k应小于0.81，此时参考线单元的插入损耗小于0.45db。但是减小trd耦合线的耦合系数必将减小移相器的带宽，因此在设计移相器时必须在匹配性能和带宽之间折中，选择一个合适的耦合系数。

s104、确定了耦合系数后，根据奇偶模分析方法，计算trd耦合线的奇、偶模特性阻抗ze1和zo1及加载电容的参数c。电容加载耦合线的单元结构示意图如图10所示。图中ze1和zo1分别为平行耦合线的偶模和奇模特性阻抗。在中央位置处，耦合线之间加载电容c且并联电容ce。

计算公式如下：

其中，n为电容加载个数，k为耦合系数，θ1为耦合线电长度。

基于上述步骤，可计算得到基于周期性电容加载的trd耦合器的各部分设计参数。

由于电容加载耦合线单元的节数越多，trd耦合线的工作带宽越宽，但是当节数从3变到6时，所增加的带宽很小，且随着节数的增加trd耦合线的插入损耗将增加，因此选择3单元加载最为合适。此外，当平行耦合线的电长度θ1等于π/2时，图10所示加载电容ce将变为零。为了消除加载电容ce以降低移相器的复杂度，采用λ/4平行耦合线来实现改进参考线单元结构中的trd耦合线。

s105、主线单元可以实现全通网络，其实现条件为此时主线单元的s参数为

s33＝s44＝0

δψ＝phase(s21)-phase(s43)＝-90°-ψ

其中，s33、s44分别表示端口p3、p4的电压反射系数，s21、s43、s34为电压传输系数，θ2为主耦合线电长度。δψ表示移相器在中心工作频率处的输出信号相位差，δψ只由主线单元决定，当主线单元内的平行耦合线长度也为λ/4时，δψ为90°。

优选地，步骤二中所述的移相器的参数化分析具体包括以下步骤：

s201、利用ads电路仿真软件获得移相器的s参数随trd耦合线耦合系数k的变化曲线如图3所示、移相器的阻抗带宽随trd耦合线耦合系数k的变化曲线如图4所示和移相器的相位差δψ随trd耦合线耦合系数k的变化曲线如图5所示，其中不变参量有g＝1.0，θ1＝π/2，θ2＝π/2，由图3可知，trd耦合线的耦合系数k对移相器中心工作频率处的输入匹配特性(即s11)影响很大。由图4可知，当k从0.71增大到0.80时，|s11|＜-10db的阻抗带宽从33.6％提高到了42.1％，但是过度耦合(k＞0.81)将恶化中心工作频率1ghz处的输入匹配特性即|s11|将大于-10db；由图5可知，当k从0.71增大到0.80时，相位差为90°±10°的带宽从32.6％提高到了39.6％，相位差为90°±5°的带宽从28.0％提高到了37.2％。此外，从图3和图5还可以看到，在0.73和1.23ghz附近存在两个传输零点，可用于抑制邻频干扰，但是传输零点位置还对应着相位跳变，这使得本发明所设计的移相器的工作带宽将小于50％。

s202、利用ads电路仿真软件获得移相器的相位差δψ随主线单元偶模特性阻抗与奇模特性阻抗之比g的变化曲线如图6所示，其中不变参量有k＝0.8，θ1＝π/2，θ2＝π/2，由图6可知，随着g的增大，相位差曲线在中心工作频率附近的纹波也越来越大。该变化规律与传统结构的schiffman移相器的特性是一致的。当g从1.0增大到1.6时，相位差为90°±10°的带宽从39.6％提高到了42.2％；

s203、基于图3至图6综合分析可知，本发明所设计的移相器可实现的最大工作带宽约42％。这虽然小于已有的schiffman移相器的工作带宽，但是本发明设计的移相器的参考线长度减小了三分之二，且实际应用中也需要中等带宽的90°移相器。例如，同时工作在l1、l2和l5波段的全球卫星定位导航系统(gps)圆极化宽带天线应覆盖的频率范围为1.164～1.587ghz(相对带宽为30.8％)，超高频射频识别读写器天线的工作频率范围为840～960mhz(相对带宽为13.3％)，均可采用本文所提出的小型化schiffman移相器设计馈电网络。

本实施例中，步骤三具体包括以下实施过程：确定移相器的中心工作频率为1.375ghz、端口特性阻抗z0等于50ω。所采用的用于承载移相器的介质基片的厚度为1.5mm、相对介电常数为2.65。为了使得中心工作频率处的回波损耗大于24db，将trd耦合线的耦合系数k选择为0.728，并将trd耦合线中耦合微带线的电长度θ1选择为π/2以消除其加载电容，从而减小电路的复杂度。当k和θ1确定后，根据前述trd耦合线的设计步骤，计算所得trd耦合线的电气参数为ze1＝126.0ω、zo1＝74.0ω、c＝2.7pf。为了实现90°移相功能且减小尺寸，θ2也选择为π/2。此时，可调节主线偶模特性阻抗与奇模特性阻抗之比g以得到合适的工作带宽和较小的相位纹波。采用trd耦合线和主耦合线的电气参数在ads中建模仿真调节后，g确定为1.55以满足gps系统应用所要求的工作频率覆盖1.164–1.587ghz。使用式和计算所得主耦合线的奇偶模特性阻抗分别为zo2＝40.2ω、ze2＝62.2ω。然后根据传输线特性参量，利用ads中的传输线综合软件，计算得到各传输线的物理尺寸。为考虑传输线不连续性结构的影响，在电磁仿真软件hfss中建模仿真与分析。最终，如图7所示电路的物理尺寸为：w0＝4.07mm，w1＝1.04mm，w2＝3.73mm，w3＝0.50mm，s1＝0.76mm，s2＝0.60mm，l1＝37.5mm，l2＝37.1mm。根据该结构参量，加工制作了一个基于trd耦合线的小型化移相器，电路尺寸为58mm×42mm。

对设计的电路通过hfss仿真软件得到移相器的s参数曲线随频率的变化曲线如图8所示和移相器的相位差曲线随频率的变化曲线如图9所示，由图8可知，移相器回波损耗大于10db的频率范围为1.133～1.587ghz(相对带宽为33.3％)，在此频率范围内插入损耗小于1.4db；插入损耗小于3db的频率范围为1.077～1.606ghz(相对带宽为39.4％)。由图9可知，移相器的两条路径传输信号时所产生的相位差稳定在90°附近，相位差波动在±5°之间的频率范围为1.136～1.584ghz(相对带宽为32.9％)，相位差波动在±10°之间的频率范围为1.114～1.598ghz(相对带宽为35.7％)，完全覆盖gps系统的工作频段(l1、l2和l5波段)，可充分满足实际应用的需要。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制。凡是根据发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。