基于正交模式的平面紧凑型低耦合四极化MIMO天线

本发明涉及一种天线，特别是一种基于正交模式的平面紧凑型低耦合四极化mimo天线，可以用于无线通信、大规模mimo天线阵等领域。

背景技术：

随着无线通信技术的蓬勃发展，频谱资源日趋紧张，尽可能地开发利用现有的频段、提高频谱利用率成为必然趋势。多输入多输出(multiple-inputmultiple-output，简称mimo)技术通过在发射端和接收端分别使用多个发射天线和接收天线，可以建立多个并行的空间子信道，在不增加频谱资源和天线发射功率的情况下，可以成倍提高系统信道质量。近年来，随着5g及下一代移动通信系统中大规模和超大规模mimo技术的发展，基站及移动终端对天线体积、质量等要求愈来愈高，天线设计向小型化、紧凑型、便携化方向改进，人们迫切需要紧凑型小型化的天线来满足日益增长的市场需求，采用极化分集技术的多极化mimo天线技术被提出并被证明可以很好地解决这个问题。

多极化天线，也称为矢量天线，可以通过利用空间中所有六个电磁场ex、ey、ez、hx、hy、hz矢量分量在丰富的散射环境中提供最多六个自由度，可以使mimo天线以空间共点的形式形成多个独立的并行子信道，因此是实现紧凑型mimo天线阵的一种重要技术。由于实现共点正交、低耦合、结构紧凑的多极化天线比较困难，目前已有的多极化天线多采用双极化和三极化天线的设计，而对四极化以及更多重极化的天线设计则相对较少。

现有技术的缺点主要包括：(1)电偶极子与环天线相比，结构较为简单，更容易通过不同的极化方向来获得低耦合的多极化天线，但其无法对空间中的磁场分量进行充分地利用。而在由电偶极子和环天线组合而成的多极化天线中，电偶极子和环天线之间的耦合很难去除，特别是在共面的情况下，通常需要添加去耦合网络、ebg等结构来提高端口隔离度，因此由电偶极子和环天线共同组成的多极化低耦合电磁偶极子天线设计难度更高。(2)为了分别获得正交的电场和磁场分量，通常需要将电偶极子天线和环天线单元正交放置，由此组成的立体结构会增加设计和加工难度。目前所提出的几种四极化mimo天线均为立体结构，天线结构及馈电网络复杂，不利于集成，在一些特定的使用场景中很难得到应用。

技术实现要素：

发明目的：本发明的目的是提供一种低耦合、结构紧凑、利于集成的基于正交模式的平面紧凑型低耦合四极化mimo天线。

技术方案：本发明所述的基于正交模式的平面紧凑型低耦合四极化mimo天线，包括基于正交模式的第一辐射体和第二辐射体，所述第一辐射体采用环状结构，通过不同的激励位置和激励方式，分别控制环上的表面电流方向获得两个正交的辐射模式，即电偶极子(ex)和磁偶极子(hz)的辐射模式，具体地，当环上的表面电流均匀同向时，获得磁偶极子(hz)的辐射模式，此时辐射体上没有电流零点，称之为偶模；当第一辐射体上的表面电流关于x轴对称，方向相反时，得到电偶极子(ex)的辐射模式，此时辐射体上有一个电流零点，称之为奇模；所述第二辐射体采用微带贴片天线，第二辐射体经过小型化处理，可以在其面积受限的情况下，降低其tm11模式的工作频率，使其与第一辐射体工作在同一带宽内。通过在x轴和y轴两个正交的位置激励，第二辐射体可以获得两个正交的tm11微带天线工作模式(hy、hx)。

所述第一辐射体由两个同心的、基于零相移传输线的环天线构成。

所述第二辐射体的直径小于第一辐射体圆环的内圈直径，该第二辐射体置于第一辐射体的环状结构内，充分利用环状结构的内部空间。

所述第二辐射体与第一辐射体工作于同一频带。

所述天线还包括天线接地金属板、介质板和微带馈电结构，所述天线接地金属板和第一辐射体置于介质板的上表面，所述第二辐射体和微带馈电结构置于介质板的下表面。

所述天线还包括馈电端口，该馈电端口包括第一馈电端口、第二馈电端口、第三馈电端口和第四馈电端口，所述第一馈电口通过集总端口给第一辐射体的内环馈电，第二馈电端口通过微带馈电结构给第一辐射体的外环馈电，第三馈电端口和第四馈电端口分别在第二辐射体的x轴和y轴位置激励。

所述微带馈电结构采用t型微带线馈电结构。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有如下优点：

(1)本发明充分利用了第一辐射体环状结构的内部空间，将第二辐射体放置于第一辐射体内，在平面结构内通过两个不同的基于模式正交的辐射体的结合获得四种极化模式，具有结构紧凑、低耦合等特性；

(2)第二辐射体通过分形结构进行了小型化处理，可以在第二辐射体面积受限的前提下，降低其tm11模式的工作频率，与第一辐射体工作于同一频带；

(3)本发明所采用的两个辐射体结构简单，其平面结构易于加工和安装使用；

(4)本发明可以更有效地利用空间中的电磁场矢量特性，在结构紧凑的情况下可以在多径丰富的传播环境中获得大于3×3、接近4×4独立同分布瑞利信道的信道容量。

附图说明

图1是四极化mimo天线的结构示意图；

图2是四极化mimo天线的s参数仿真结果；

图3是四极化mimo天线的各端口间耦合的仿真结果；

图4是四极化mimo天线第一馈电端口6和第二馈电端口7分别激励时，第一辐射体1上的电流分布图，其中图4a为所述四极化mimo天线第一馈电端口6激励时，第一辐射体1上的电流分布图，图4b为所述四极化mimo天线第二馈电端口7激励时，第一辐射体1上的电流分布图；

图5是四极化mimo天线第三馈电端口8和第四馈电端口9分别激励时，第二辐射体2上的电场分布图，其中图5a为所述四极化mimo天线第三馈电端口8激励时，第二辐射体2上的电场分布图，图5b为所述四极化mimo天线第四馈电端口9激励时，第二辐射体2上的电场分布图；

图6是四极化mimo天线第一馈电端口6激励时的辐射方向图，其中，图6a为xoy面辐射方向图，图6b为yoz面辐射方向图；

图7是四极化mimo天线第二馈电端口7激励时的辐射方向图，其中，图7a为xoy面辐射方向图，图7b为yoz面辐射方向图；

图8是四极化mimo天线第三馈电端口8激励时的辐射方向图，其中，图8a为yoz面辐射方向图，图8b为xoz面辐射方向图；

图9是四极化mimo天线第四馈电端口9激励时的辐射方向图，其中，图9a为yoz面辐射方向图，图9b为xoz面辐射方向图；

图10是第二辐射体2采用tee-type分形结构和未采用tee-type分形结构时谐振频率的对比图。

图11是本发明实施例中四极化mimo天线在办公室环境中实际测得的信道容量的累积分布结果，以及其和3×3、4×4的独立同分布瑞利信道的信道容量对比。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案作进一步说明。

如图1所示，本实施例的四极化mimo天线由第一辐射体1、第二辐射体2、天线接地金属板3、介质板4、t型的馈电结构5和馈电端口构成，所述馈电端口包括第一馈电端口6、第二馈电端口7、第三馈电端口8和第四馈电端口9。其中，第一馈电端口6采用特性阻抗为50ω的集总端口激励第一辐射体1的内环，第二馈电端口7采用特性阻抗为50ω的sma同轴线馈电，通过微带馈电结构5激励第一辐射体1的外环，第三馈电端口8和第四馈电端口9采用特性阻抗为50ω的sma同轴线馈电，分别在x轴和y轴激励第二辐射体2。

本实施例中，介质板4采用介电常数为4.4的环氧树脂板fr-4，置于xoy面，天线接地金属板3和第一辐射体1放置于介质板4的上表面，第二辐射体2和微带馈电结构5放置于介质板4的下表面。

第一辐射体1由两个同心的、基于零相移传输线的环天线构成，外环与内环的结构基本相同，与内环相比，外环顺时针地旋转了22.5°。这些具有周期结构的零相移传输线可以在环路中引入串联电容，在相邻部分之间提供很小的相位校正，即使环路的周长与工作波长相当，沿环路流动的电流也保持相位一致。通过两种不同的激励，分别控制环上的表面电流方向。具体地，当馈电端口6激励时，在第一辐射体1上激励出等幅同向的表面电流，可以获得磁偶极子(hz)的辐射特性；当馈电端口7激励时，在微带馈电线5的作用下，电流在第二馈电端口7处流向两个相反的方向，因为零相移传输线的存在和结构的完全对称，流向两端的电流是等幅反向的，在第一辐射体1上获得等幅反向、均匀对称的表面电流，可以获得水平方向的电偶极子(ex)的辐射特性。

其中，由于第二辐射体2需要放置于第一辐射体1的环状结构内，其面积受限于第一辐射体1的尺寸，此时，第二辐射体2的工作频率偏高，需要对其进行小型化的处理来降低其tm11模式的工作频率，使之与第一辐射体1工作在同一频段内。具体地，本发明中第二辐射体2采用了一种基于tee-type分形结构的微带贴片天线。分形结构是一种天线小型化的重要手段，其每个分段在较小的尺度上都具有整个结构的特征，这是自相似的基本性质，经过有限次数的分形几何迭代，分形重复次数增加，天线的最低谐振频率逐渐减小，最终与第一辐射体1工作在同一频段内，并且可以保持两个正交的tm11微带天线工作模式。参阅图10，为采用tee-type分形结构的微带贴片天线和相同半径的未采用tee-type结构的圆形微带天线的谐振频率对比图。从图中可见，采用tee-type结构的微带贴片天线可以有效地将半径相同的微带贴片天线的工作频率从2.8ghz降低至2.45ghz。这使得第二辐射体2在面积有限的情况下，可以与第一辐射体1工作在同一频带内，进而共同组成同一工作频带内的四极化mimo天线。

其中，通过结合第一辐射体1和第二辐射体2，获得了本发明所述的共点正交、低耦合、结构紧凑的四极化mimo天线。

进一步的，为了验证所提出四极化天线的mimo系统性能，我们对本发明所提出的四极化天线进行了加工和实际测试，并对其在实际办公室环境下的信道容量进行了分析。其中，测试收发天线均为本发明实施例提出的四极化mimo天线，测试时收发天线高度均为1.05米，收发天线距离为1.71米。信道容量c是通过mimo系统信道容量常用的表达式计算的，具体可以表示为：

其中，i表示4×4的单位矩阵，nt＝4为发射端口数，det(·)表示求矩阵的行列式，snr表示信噪比，这里取信噪比snr＝20db，h采用常用的归一化信道矩阵：其中‖·‖f表示frobenius范数，k表示分析容量的所有参数。通过这种归一化，可以消除计算中路径损耗对总接收信号功率的影响，并且可以很好地反映环境中多径的丰富程度对mimo系统信道容量的影响。

参阅图11，为四极化mimo天线在办公室环境下所获得的信道容量(信噪比snr为20db)的累积分布函数结果，作为对比，图11同时给出了3×3、4×4的独立同分布瑞利信道的信道容量结果，如图11所示，本发明所提出的四极化mimo天线在真实的办公室传播环境中可以获得远大于3×3，接近4×4的独立同分布瑞利信道的信道容量。

如图2所示为四极化mimo天线的反射系数曲线，可以看出，天线的-10db阻抗公共带宽为40mhz(2.41-2.45ghz)。

如图3所示为四极化mimo天线的耦合曲线，在-10db阻抗公共带宽内，耦合均低于-15.5db。

图4是四极化mimo天线第一馈电端口6和第二馈电端口7分别激励时，第一辐射体1上的电流分布图，其中图4a为所述四极化mimo天线第一馈电端口6激励时，第一辐射体1上的电流分布图，图4b为所述四极化mimo天线第二馈电端口7激励时，第一辐射体1上的电流分布图，如图4a所示，当第一馈电端口6激励时第一辐射体1上的电流的幅度是相等的，并且由于零相移传输线相位补偿的关系，电流的方向是一致的，从而在金属环上形成了等幅同相的环状电流，其辐射特性可以等效为竖直方向上的磁偶极子天线hz；如图4b所示，当第二馈电端口7馈电时，在t型微带馈电5的作用下，电流在第二馈电端口7处流向两个相反的方向，由于零相移传输线的存在和结构的完全对称性，流向两端的电流是幅度相等，方向相反，其辐射特性可以等效为水平方向上的电偶极子ex。

图5是四极化mimo天线第三馈电端口8和第四馈电端口9分别激励时，第二辐射体2上的电场分布图，其中图5a为所述四极化mimo天线第三馈电端口8激励时，第二辐射体2上的电场分布图，图5b为所述四极化mimo天线第四馈电端口9激励时，第二辐射体2上的电场分布图，如图5a所示，第三馈电端口8馈电时，可以看出电场分布在z轴方向上，其关于x轴对称，关于y轴反对称；同理，如图5b所示，当第四馈电端口9馈电时，同样能看到电场分布在z轴方向上，有区别的是，此时的电场关于y轴对称，关于x轴反对称。基于以上的分析，我们能够得出的结论是：当端口8和端口9分别馈电时，第二辐射体2工作在两个正交的tm11微带天线模式下(hy,hx)。

图6是四极化mimo天线第一馈电端口6激励时的辐射方向图，其中，图6a为xoy面辐射方向图，图6b为yoz面辐射方向图，如图6所示，端口6激励时，四极化mimo天线在xoy面上获得了良好的水平极化全向辐射，在yoz平面获得了“8”字形辐射方向图，符合沿z轴放置的磁偶极子(hz)的辐射特性。

图7是本发明实施例中四极化mimo天线第二馈电端口7激励时的辐射方向图，其中，图7a为xoy面辐射方向图，图7b为yoz面辐射方向图，如图7所示，xoy面显示了准“8”字形辐射方向图，在yoz面获得了良好的全向辐射，辐射模式非常接近沿x轴放置的理想电偶极子(ex)的辐射模式。

图8是四极化mimo天线第三馈电端口8激励时的辐射方向图，其中，图8a为yoz面辐射方向图，图8b为xoz面辐射方向图。

图9是四极化mimo天线第四馈电端口9激励时的辐射方向图，其中，图9a为yoz面辐射方向图，图9b为xoz面辐射方向图，如图9所示，本发明中第三馈电端口8和第四馈电端口9符合两个正交的微带模式(hy,hx)的辐射特性；

图10为第二辐射体分别为采用tee-type分形结构和未采用tee-type分形结构时谐振频率的对比图，可以看出，采用tee-type分形结构可以有效地降低微带贴片天线的工作频率。

图11为本发明所提出的四极化mimo天线在办公室真实环境中所获得的信道容量的累积分布结果(信噪比snr＝20db)，以及其和3×3、4×4的独立同分布瑞利信道的信道容量对比。如图所示，本发明所提出的四极化mimo天线在真实环境下可以获得接近4×4的独立同分布瑞利信道的信道容量，远大于3×3的独立同分布瑞利信道的信道容量。