超小型双圆极化微带天线设计方法与流程

1.本发明涉属于微带天线技术领域，涉及超小型双圆极化微带天线设计方法。


背景技术：

2.微带天线具有体积小，重量轻，低剖面，制造成本低，易于批量生产，易于和微带线路集成等特点，能得到单方向的宽瓣方向图，易于实现双频段、双极化等多功能工作。这些优点使得微带天线在大约100mhz～100ghz宽广频域上，广泛应用于包括卫星通信、雷达、遥感、制导武器以及便携式无线电设备。
3.微带天线的概念早在1953年就已经提出了，但并未引起工程界的重视。在五十年代和六十年代只有一些零星的研究。真正的发展和实用是在七十年代。由于微波集成技术的发展以及各种低耗介质材料的出现，微带天线的制作得到了工艺保证；而空间技术的发展又迫切需要低剖面的天线元。1970年出现了第一批实用的微带天线。1979年在美国新墨西哥大学举行了微带天线专题国际会议，1981年ieee天线于传播会刊在一月号上刊登了微带天线专集。这以后，微带天线的研究有了迅猛的发展，新形式和新性能的微带天线不断涌现，发表了大量的学术论文和研究报告，召开了专题会议和出版专集。这表明微带天线终于成为天线研究中的一个重要课题，受到各方面的关注。由于独特的结构和多样化的性能，它必将在广阔的波段内的各种无线电设备上得到越来越多的应用。
4.微带天线是在带有导体接地板的介质基片上贴加导体薄片而形成的天线。它利用微带线或同轴线等馈线馈电，在导体贴片与接地板之间激励起射频电磁场,并通过贴片四周与接地板间的缝隙向外辐射。因此，微带天线也可以看作一种缝隙天线。通常介质基片的厚度与波长相比是很小的。因而它实现了小型化，属于微小天线的一类。
5.导体贴片一般是规则形状的面积单元，如矩形，圆形，或圆环形薄片等，也可以是窄长条形的薄片振子(偶极子)。由这两种单元形成的微带天线分别称为微带贴片天线和微带振子天线。微带天线的另一种形式是利用微带线的某种形变(如弯曲、直角弯头)来形成辐射，称之为微带线形天线，第三种形式的微带天线因为沿线传输行波，又称之为微带行波天线。微带天线的第四种形式是利用开在接地板上的缝隙，由介质基片的另一侧的微带线或其他馈线(如槽线)对其馈电，称之为微带缝隙天线。由各种微带辐射单元可构成多种多样的阵列天线，如微带贴片阵天线，微带振子阵天线等等。
6.微带天线的优缺点
7.1.与普通微波天线相比，微带天线有如下优点：
8.剖面薄，体积小，重量轻，能与载体共形，并且除了在馈电点外要开出引线孔外，不破坏载体的机械结构，这对于高速飞行器特别有利。电性能多样化。不同设计的微带元，其最大辐射方向可以从边射到端射范围内调整；易于得到各种极化；特殊设计的微带元还可以在双频或多频工作。能与有源器件和电路集成为单一的模件，因此适合大规模生产，简化了整机的制作和调试，大大降低了成本。不需要背腔，微带天线适合于组合式设计(固体器件，如振荡器、放大器、可变衰减器、开关、调制器、混频器、相移器等可以直接加到天线基片
上)；馈线和匹配网络可以和天线结构同时制作。稍稍改变馈电位置就可以获得线极化和圆极化(左旋和右旋)；无须做大的变动，天线就很容易地装在导弹、火箭和卫星上。
9.2.微带天线的主要缺点是：频带较窄，主要是谐振式微带天线，现在已有一些改进办法。损耗较大，因此效率较低，这类似于微带电路。特别是行波微带天线，在匹配负载上有较大的损耗。单个微带天线功率容量较小，一般用于中、小功率场合；性能受基片材料影响大。大多数的微带天线只向半空间辐射；最大增益实际上受限制(约为20db)。馈线与辐射元之间的隔离差，端射性能差，可能存在表面波。不过已发展了不少新技术来克服或减少上述缺点。例如，已有多种途径来展宽微带天线的频带。常规设计的相对带宽的约为中心频率的(1-6)％，新一代设计的典型值为(15-20)％，利用带固态功率放大器的有源微带阵来组阵，可获得相当大的总辐射功率。
10.微带天线最初作为火箭和导弹上的共形全向天线获得了应用。现已应用于大约100m-100ghz的宽广域上的大量无线电设备中。特别是在飞行器上和地面便携式设备中，已应用微带天线的系统如：卫星通信，雷达，遥感，导弹遥测遥控，电子对抗，武器引信，飞机高度表，环境检测仪表，医用微波辐射计等。特别是圆极化微带天线高性能圆极化微带天线在当前的应用愈加广泛。圆极化天线的实用意义主要体现在:1.圆极化天线可接收任意极化的来波,且其辐射波也可由任意极化天线收到,故电子侦察和干扰中普遍采用圆极化天线；2.在通信、雷达的极化分集工作和电子对抗等应用中广泛利用圆极化天线的旋向正交性；3.圆极化波入射到对称目标(如平面、球面等)时旋向逆转,因此圆极化天线应用于移动通信、gps等能抑制雨雾干扰和抗多径反射。
11.微带天线的辐射是由微带天线导体边沿和地板之间的边缘场产生的。lewin对微带的不连续性的辐射首次作了研究，他的分析是基于导体中流动的电流进行的。这个方法也可以用来计算辐射对于微带谐振器品质因数的影响。这个分析是以微带开路端和地板所构成的口径场为基础。按此分析，辐射对于品质因数的影响可描述为谐振器尺寸、工作频率、相对介电常数及基片厚度的函数。理论和实验结果表明，在高频时，辐射损耗远大于导体和介质的损耗。还证明，在用厚的而介电常数低的基片时，开路微带线的辐射更强。而目前没有适合的双圆极化微带天线的优化方法。


技术实现要素：

12.针对上述问题，本发明的目的在于提供超小型双圆极化微带天线设计方法，本发明可以实现双圆极化微带天线的优化。
13.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：超小型双圆极化微带天线设计方法，包括创建天线模型，其中天线模型从上到下依次包括贴片天线、上层介质、空气层、下层介质，以及通过微带线功率分配器对贴片天线采用探针馈电，空气层中用同轴电缆包裹；对创建的模型进行优化，其中包括通过对天线的馈电点位置进行优化。
14.优选的，所述上层介质、空气层、下层介质中介质常数εr＝9.6，高度h1＝2mm,空气层h
air
＝3mm。
15.优选的，所述探针的半径r1＝0.25mm，同轴电缆的半径r2＝1.673mm,介电常数ε2＝2.1；其中50ω的微带线的宽度为2.144mm，相位差90
°
时的长度是λ
e0
/4为9.469mm，以及微带线处于贴片两边的中心位置，la为9.469mm。
16.优选的，所述贴片天线为正方形，边长为l＝20mm。
17.优选的，选择馈电点在贴片的边缘的位置，设置激励，选中主频为2.75ghz，进行仿真。
18.优选的，选择馈电点的位置离贴片中心4.2cm处轴比和方向。
19.与现有技术相比，本发明的有益效果如下：本发明实现了两个极化正交的线极化源，从而达到了圆极化的目的。以及轴比低于3db的角度范围为-48
°
～55
°
，达到了良好的轴比。
附图说明
20.图1是本发明中提到的微带二等分功率分配器图。
21.图2是本发明中提到的功分器hfss仿真图。
22.图3是本发明中提到的s11反射系数图。
23.图4是本发明中提到的端口1的电压驻波比图。
24.图5是本发明中提到的s21和s31反射系数图比较图。
25.图6是本发明中提到的s21和s31的相位比较图。
26.图7是本发明中提到的天线模型的侧面图。
27.图8是本发明中提到的天线模型的底部图。
28.图9是本发明中提到的天线模型图。
29.图10是本发明步骤(1)中提到的s11反射系数图。
30.图11是本发明步骤(1)中提到的电压驻波比图。
31.图12是本发明步骤(1)中提到的天线轴比图。
32.图13是本发明步骤(1)中提到的天线的方向图。
33.图14是本发明步骤(2)中提到的天线改进后模型结构图。
34.图15是本发明步骤(2)中提到的s11反射系数图。
35.图16是本发明步骤(2)中提到的phi＝0
°
时的方向图。
36.图17是本发明步骤(2)中提到的phi＝90
°
时的方向图。
37.图18是本发明步骤(2)中提到的天线的轴比图。
具体实施方式
38.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
39.在本发明的描述中，需要说明的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”“前端”、“后端”、“两端”、“一端”、“另一端”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
40.在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“设
置有”、“连接”等，应做广义理解，例如“连接”，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
41.首先，为了更清楚的表述本发明
42.常规微带天线的分析方法，有3种方法：传输线模型法、空腔模型法和积分方程法。由于传输线法较为简单方便，且特别针对矩形微带贴片天线，这里主要介绍传输线模型法，对其他两种方法只做简单介绍。
43.传输线模型法只适用于矩形微带贴片天线。矩形微带贴片天线及坐标系，矩形的宽为w，长l＝λd/2，λg为介质内波长。设置坐标系：z轴和y轴位于接地板上，z轴沿缝的方向。传输线模型将矩形微带天线看成是场沿横向没有变化的半波长传输线谐振器，场沿纵向呈驻波分布，天线的辐射主要由两开路端边缘缝隙产生。
44.首先研究y＝0处的缝隙辐射情况。设y＝0处的电场为缝隙的辐射可以用等效磁流来计算，等效磁流为
[0045][0046]
v0是缝隙电压，该磁流与镜像一起在自由空间辐射，其辐射场的电矢量位为
[0047][0048]
辐射场可由已知式计算，在坐标系中远区场的矢量位只有分量a
mθ
＝-a
mx sinθ，因此
[0049][0050]
由上式可以计算缝隙的辐射功率并进一步计算缝隙的辐射电导，当k0h＜＜1时
[0051][0052]
式中η0＝120π为自由空间波阻抗，x＝k0w，
[0053]
除了辐射电导外，缝隙的导纳还有一由于边缘效应引起的电纳部分，这部分可用微带传输线的延伸长度来表示
[0054]bs
＝yctan(βδl)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2.5)
[0055]
δl可用如下经验公式计算
[0056][0057][0058]
式中εe为介质基板厚度为h微带宽度为w的微带传输线的等效介电常数，yc为其特性导纳。
[0059]
下面计算相距l＝λd/2的两条缝的辐射情况。y＝l缝的等效磁流为
[0060][0061]
与y＝0处磁流的方向相同。构成一同相二元阵，二者的辐射场应由y＝0处磁流的辐射场乘以二阵因子
[0062][0063]
即
[0064][0065]
由此可得h面和e面(θ＝π/2)两个主平面的方向函数
[0066]
[0067][0068]
当用微带线从辐射边对矩形贴片馈电时，天线的输入导纳应等于馈电缝隙的导纳与端接另一条缝隙的宽度为w，长度为l的微带传输线的输入导纳并联，即
[0069][0070]
式中ys＝g+jb为缝隙的辐射导纳，
[0071]
空腔模型法；空腔模型法把贴片与接地板之间的空腔看成是四周为磁壁、上下为电壁的有耗谐振腔，空腔的损耗主要是边缘缝隙的辐射损耗。空腔模型法首先求解空腔内的场，由边缘电场的切向分量求得边缘的等效磁流。然后再由等效磁流计算辐射场。空腔模型法适用于任何规则形状的微带贴片天线
[0072]
积分方程法；无论是传输线模型还是空腔模型都没有考虑空腔内的场在与贴片埀直方向上的变化，对于介质基片的厚度与波长相比不是很小时这种近似就会带来很大的误差。并且以上两种方法都只适用于形状简单的贴片，而积分方程法适用于任何介质厚度和任何结构的微带天线。积分方程法又称格林函数法，这种方法认为微带贴片天线的辐射场是由贴片表面的电流产生的。计算电流的辐射场可以借助并矢格林函数，首先要求得满足微带天线结构边界条件的并矢格林函数，然后利用积分式计算场。
[0073][0074]
在一些简单的情况下可以假设贴片上的电流分布，电流分布乘以并矢格林函数然后在电流所在体积积分即可确定辐射场，用这种方法确定场称为格林函数法。实际上这个积分式中源和场都是未知的，如果把场点设置在贴片表面，利用导体表面总切向电场分量为零的边界条件可以确定贴片表面的场从而该方程成为源电流的积分方程，因此称为积分方程法。积分方程可以利用矩量法求解，求出电流后代回原方程即可确定场。
[0075]
微带天线的馈电方法；微带线馈电，微带线馈电又称为边馈。用微带线馈电时，馈线与微带贴片共面，因此制作简单。但此时馈线本身要辐射，从而干扰方向图降低增益。由于微带贴片天线的输入阻抗与馈电点的位置有关，因此天线与馈线特性阻抗的匹配由适当选择馈电点位置来实现。馈电点的位置除了沿馈电边移动之外还可以通过一个间隙伸入贴片内部。馈电点位置改变引起谐振频率的微小漂移可以通过修正贴片尺寸来补偿。在理论计算中，微带馈源的模型可等效为沿z轴方向的一个薄电流片，电流片的宽度为微带线的等效宽度。
[0076]
同轴线馈电；同轴线馈电是利用从接地板上的小孔伸入谐振空腔内的探针激励贴片天线，探针与同轴线的内导体相连，同轴线的外导体与接地板相连。同轴线馈电的优点一是馈电点可置于贴片空腔内任意位置，便于天线与馈线的匹配；二是馈线位于接地板的下
方，不会对天线辐射造成影响。缺点是不便于集成，用于天线阵时加工工作量大且很难保证各阵元馈电的一致性。
[0077]
电磁耦合型馈电；电磁耦合型馈电是利用与贴片靠近但不相连的微带传输线对贴片馈电，微带线与贴片可以共面也可以不共面。在不共面电磁耦合型馈电结构中还可以在馈线与贴片之间插入一带有矩形缝隙的接地板，微带线通过缝隙对贴片馈电。调节缝隙的尺寸可以方便地控制馈线至贴片的耦合。采用长度比贴片尺寸稍小的缝隙一般可获得满意的匹配。
[0078]
电磁耦合型馈电
[0079]
微带天线圆极化技术
[0080]
圆极化天线的原理
[0081]
辐射或接受圆极化的天线称为圆极化天线，圆极化波具有以下重要性质：
[0082]
圆极化是一个等辐的瞬时旋转场。即，沿其传播方向看去波的瞬时电场矢量的端点轨迹是一个圆。若瞬时电场矢量沿传播方向按左手螺旋的方向旋转，称之为左旋圆极化波，沿其传播方向按右手螺旋旋转，称之为右旋圆极化波。
[0083]
一个圆极化波可以分解为两个在空间和在时间上均正交的等幅的极化波。由此，实现圆极化天线的基本原理就是：产生两个空间上正交的线极化电场分量，并使二者振幅相等，振幅相差90
°
。
[0084]
任意极化波可分解为两个旋向相反的圆极化波。作为特例，一个线极化波可分解为两个旋向相反，振幅相等的圆极化波。因此，任意极化的来波都可由圆极化天线收到，反之，圆极化天线辐射的圆极化波也可由任意极化的天线收到。这正是电子侦察和干扰等应用中普遍采用圆极化波工作的原因。
[0085]
天线若辐射左旋圆极化波，则只接收左旋圆极化波而不能接收右旋圆极化波，反之，若天线辐射有旋圆极化波，则接收右旋圆极化波，这称为圆极化天线的旋向正交性，其实，这一性质就是发射和接收天线之间的互易定理。在通信和雷达的极化分集工作和电子对抗等应用中广泛利用这个性质。例如，国际通信卫星v号上的4ghz多波束发射天线辐射有旋圆极化波，形成两个东、西“半球波束”同时也辐射左旋圆极化波，形成两个辐射不同地区的“波束区域”,这四个波束都工作于4ghz频段互不干扰，从而实现四重频谱复用，增加了通信容量。
[0086]
圆极化波入射到对称目标(如平面，球面等)时，反射波变为反旋向的，即左旋波变右旋，右旋波变左旋。
[0087]
微带天线的优点之一是便于实现圆极化工作，实现圆极化工作可采用单片法或多片法，单片法又分单点馈电法和多点馈电法，下面分别讨论这两种方法。
[0088]
圆极化实现技术
[0089]
单片法是设法在微带贴片空腔中激励两个简并模，这两个简并模能辐射正交极化、幅度相等、相位相差π/2的电磁波。
[0090]
以矩形微带贴片天线为例介绍如何在贴片空腔中激励出这两种模式，设矩形贴片尺寸为a
×
b，tm01模和tm10模在z轴方向的辐射场为
[0091]
tm01模：
[0092]eθ
＝0
[0093][0094]
tm10模：
[0095][0096][0097]
由上两式可见tm01模和tm10模在边射方向的场在空间是相互正交的，为使它们合成圆极化波，还应该满足时间(相位)上正交和幅度相等的条件，即它们的比值应为
±
j：
[0098][0099]
式中k
01
＝π/b，k
10
＝π/a。由上式可见为使两种模式的场同时被激励并具有相同的振幅，应有a＝b，k
10
＝k
01
，但此时它们的比值为实数而不是
±
j。为了实现相位上的正交并同时实现两种模式简并工作只能取a≈b，k
01
≈k
10
。为此，取近似正方形贴片0＜(a-b)＜＜b，激励频率满足关系k
10
＜k＜k
01
。设
[0100][0101]
在k
01
≈k
10
的条件下(2.17)式可近似为
[0102][0103]
圆极化条件要求k-k
10
比k-k
01
超前或滞后π/2并且
[0104][0105]
下面来求满足上述条件的a值，即求激励点的坐标(x0,y0)值。
[0106]
上面各式中k值应为:
[0107][0108][0109]
对于三者之间在k平面中应有关系，即k应位于以为圆心，以左旋圆极化波，由(2.19)式，k-k
10
应比k-k
01
超前π/2，(2.19)式右边取+j。因此k,k
10
,k
01
(k
01-k
10
)为直径的圆上，并且满足关系
[0110]
利用几何关系求a的解：由三角形相似关系得
[0111][0112]
由上式及(2.21)式得
[0113][0114]
上两式相加得
[0115][0116]
由(2.24)及(2.22)式得
[0117][0118]
由上式解出k'
[0119][0120]
代入(2.25)式可得a的方程
[0121][0122]
该方程的解为
[0123][0124]
由上式解出a，由(2.18)式即可确定馈电点的位置，由(2.27)可确定谐振频率。
[0125]
由(2.29)式可见，若a＝b则a＝0，(2.18)式的(x0,y0)无法确定。若a＝1，由(2.28)式得
[0126][0127]
由(2.19)式得此时馈电点的轨迹就是矩形贴片的对角线，可在这种贴片的一角用微带线馈电获得圆极化特性。
[0128]
对右旋圆极化波(2.19)式右边取-j，只需定义
[0129]
[0130]
则以上的讨论对右旋圆极化波完全适用，由三角关系
[0131]
可见，若(x0,y0)是左旋圆极化波的馈电点，则(x0,b-y0)或(a-x0,y0)就是右旋圆极化波的馈电点。以上分析对其他形状的贴片同样适用。
[0132]
多点馈电
[0133]
用单贴片实现圆极化的另一方法是利用两个馈电点电来激励一对正交简并模并用馈电网络来实现相位上的正交。采用t型分支激励正方形贴片中的tm10模和tm01模，两种模式的辐射场是正交的线极化波，90
°
的相位差依靠在一个支路中插入四分之一波长延迟线来实现。双点馈电网络的另一种形式是采用分支电桥。3db分支电桥可在较宽频率范围内保持90
°
相移，而且由于匹配负载吸收了输入端口及辐射元的反射，有利于改善输入阻抗特性及终端反射所带来的轴比恶化，圆极化带宽可达30％。
[0134]
多片法；多片法是在不同的贴片中激励相互正交的模式来实现圆极化辐射的。开在接地板上的微带缝隙和微带振子适当的组合也能产生圆极化波，微带振子和微带缝隙都为半波长，彼此相距四分之一波长，因此可以产生在空间和相位上都相互正正交的场。馈电微带线在离微带振子四分之一波长处短路，使振子和缝隙分别位于电压和电流的最大值处，辐射场是左旋圆极化波；如果缝隙位置不变，将振子置于距终端四分之三波长处则可得到一可旋圆极化波。为了得到单向辐射可以在离地板四分之一波长处放置一反射器。
[0135]
其他形式的微带天线
[0136]
一.微带振子天线
[0137]
微带振子天线可看成是矩形贴片天线一条边的宽度趋于零形成的。这类天线与微带贴片天线相比，具有结构简单、更高的集成度和更大的带宽等优点。在亚毫米波段至远红外波段波段得到日益广泛的应用。
[0138]
下面用积分方法法对微带振子天线进行简单分析。设微带振子沿x方向放置，宽度忽略不计，因此只需考虑x方向的电流，电场的x方向分量为
[0139]ex
＝-jωμ0∫
lgxx
i(x')dx'
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2.32)
[0140]
式中g
xx
为的反变换，由(3.21)式计算。当场点限制在振子表面时上式成为振子电流的积分方程，该方程可用求解线天线的矩量法程序求解。
[0141]
二.微带缝隙天线
[0142]
微带缝隙天线是在微带线或带状线的接地板上开缝构成的天线。微带线和缝的相对位置有三种形式：侧馈、偏馈和中心馈电。微带缝隙天线有窄缝和宽缝两种形式，窄缝微带的缝宽比缝长小得多，窄缝天线可以看成是振子天线的对偶形式，只要基片的厚度远小于工作波长，基片对远区场的影响就可以忽略不计。微带缝隙天线的辐射是双向的，如果要得到单向的辐射，可以在微带导线一边安放一块平行于基片的平板反射器，缝与反射器距离为四分之一波长时可以获得最佳匹配和最小副瓣。微带缝隙天线在航天飞行器、卫星直播电视及医学诊断中得到应用。
[0143]
三.微带行波天线
[0144]
不论是微带贴片、微带振子还是微带缝隙都具有谐振特性，除采取特殊措施外一般很难在宽频带工作。微带行波天线具有引人注目的宽带特性，同时具有馈电简单、波束窄、方向图随频率可变的优点。微带行波天线应是一个一边传输一边不断向空间辐射电磁波的结构，而均匀微带传输线是没有辐射的，因此微带行波天线一般为具有周期性不连续
性或传输特殊模式的端接匹配负载的微带传输线。下面介绍几种周期结构的例子。
[0145]
壁垒线由微带线周期直角弯折而成，它的一个周期为四个直角弯头，辐射由直角弯折产生，为了提高辐射效率和减少不连续性的影响，弯折切成倒角。弯折辐射场的极化方向为对角线方向。当h＝λ/2、l＝λ/4、d＝3λ/4时各弯折辐射场的极化分量，水平极化和垂直极化分量相位差90
°
，因而产生圆极化辐射；同理，当h＝2λ/3、l＝d＝λ/3时可产生水平极化辐射；当h＝l＝d＝λ/4时可产生垂直极化辐射。
[0146]
链形微带行波天线的结构，由矩形微带环或回形微带环相隔一定距离级联而成，矩形微带环宽度2t约为一个导波波长，环长和环间距s略小于为半个导波波长，环间微带线的特性阻抗为50ω，矩形环微带线的特性阻抗为100ω。环垂直于天线轴线的部分由于电流大小相等方向相反辐射相互抵消，平行于天线轴线的部分产生辐射场。这种天线可等效为相距2t的两个线阵，阵元为相距s的等效行波电流(电振子)或等效行波磁流(弯头磁流的z分量)。天线周期结构的行波相位与微带传输线相位的比值近似为(s+t)/s，因此链形微带行波天线的波束指向为
[0147][0148]
适当选择s和t波束指向可以从端射到边射之间任意方向变化。
[0149]
圆极化微带天线的仿真与优化，用以简化设计过程的电子设计自动化(eda)软件应运而生，再现今的微波工程设计中，eda软件具有无法替代的地位和作用。
[0150]
ansoft hfss是ansoft公司推出的基于电磁场有限元方法(fem)的分析微波工程问题的三维电磁仿真软件，ansoft hfss以其无与伦比的仿真精度和可靠性，快捷的仿真速度，方便易用的操作界面，稳定成熟的自适应网格剖分技术，使其成为高频结构设计的首选工具和行业标准，并已广泛应用于航空、航天、电子、半导体、计算机、通信等多个领域，帮助工程师们高效的设计了各种高频结构。
[0151]
圆极化微带天线的仿真设计
[0152]
1.接地板groundplane：90mm*90mm
[0153]
2.介质基片substrate:45mm*45mm*5mm，,材料rogers r04003.
[0154]
3.贴片天线patch:32mm*32mm
[0155]
4.探针pin半径0.5mm*高5mm,材料pec。
[0156]
5.端口面port半径1.5，最后用groundplane将port减去。
[0157]
6.空气框air160mm*160mm*70mm,将辐射边界命名为rad1。
[0158]
7.馈电点feedlocation距patch中心8mm处
[0159]
8.创建供贴片天线相减的切角，是先在坐标原点处创建三角形，然后将其移动到方形贴片的顶点处。并将切角命名为cut，两个切角呈中心对称，可以通过旋转复制创建另一个切角，命名为cut_1，最后用patch将两个切角减去。经过优化之后效果不理想。
[0160]
天线轴比的优化
[0161]
(a)将切角的大小设为$cutsize，贴片的边长设为$patchsize，在菜单栏中选project〉project variables中选择optimization，选中优化变量$cutsize和$patchsize,将优化变量的范围分别设为[5mm,6mm]和[29mm,32mm]。
[0162]
(b)在菜单栏中选hfss〉results》output variables。添加输出变量cost,点击
report type下拉菜单，选择far fields，在solution中选择setup1:lastadaptive,然后做以下设置：
[0163]
category:axial ratio
[0164]
quantity:axialratiovalue
[0165]
function：log
[0166]
点击insert quantity into expression，并在表达式前冠以“10*”,最后的表达式为10*
㏒
10(axialratio value)
[0167]
(c)在菜单栏中选择optimetrics〉analysis〉add optimization。在goals标签中点击add添加优化目标。在calculation中点击下拉菜单，选择cost，在condition中选择＝，设置goal[0,0]。
[0168]
(d)在菜单栏中点击hfss》analyze,进行优化分析。
[0169]
因为要实现圆极化，所以轴比要达到1，即axialratio value＝1，前面cost＝10*
㏒
10(axialratio value),由式可看出cost越小，轴比axialratio value越接近1。说明越接近圆极化。经计算
[0170]
表3.1轴比优化结果
[0171]
[0172][0173]
从表3.1中可以得出cost的最小值是0.42914,所对应的$cutsize＝5.08434474645806mm，$patchsize＝29.3825053325825mm。
[0174]
双馈圆极化微带天线的设计
[0175]
用单贴片实现圆极化的一种方法是利用两个馈电点电来激励一对正交简并模并用馈电网络来实现相位上的正交。用馈微带线电，这里选择用两路微带功率分配器两路微带等分功率分配器。
[0176]
一个无耗、可逆三端口接头能够实现功率分配或功率合成的功能，但是各个端口不能同时实现匹配和功率分配端口之间的相互隔离。如果在网络中加入电阻性元件进行适当设计，则可同时满足匹配和隔离的要求。
[0177]
参照图1所示，给出一个微带二等分功率分配器实际结构图及其导带的平面电路图形。其输入线和输出线的特性阻抗都是z0，当信号从端口
③
输入，经特性阻抗为z
01
的两段传输线后，分别从端口
①
和
②
输出。两端传输线长度都为四分之一中心波长，理想情况假设它们彼此之间没有耦合。在这两段传输线的输出处跨接一电阻r以获得输出端口之间的隔离。由于结构对称，当信号从端口
③
输入时，在两端传输线的对应点上电压是等幅同相的，r上没有电流，相当于r不起作用；而当信号从端口
①
输入时，它将分两路到达端口
②
，只要r的数值和位置选择合适，可以使两路信号相互抵消，从而使得
①
和
②
两个端口隔离。电阻r被称为隔离电阻。利用网络分析理论可求得二等分微带功率分配器的设计参数如下：
[0178]
这里选取r2＝r3＝z0＝50ω，r＝2z0＝100ω,介质常数εr＝9.6，高度h＝2mm的介质基板,设置主频f＝2.75ghz。
[0179]
对于在介质常数为εr，高度为h的介质基板上的介质基片，设它的宽度为w,则它的有效介电常数可用下式计算：
[0180][0181]
λe是等效介质内的波长，可由下式计算：
[0182][0183]
其中为光在真空中传播的速度
[0184]
经过计算，可以得到：50ω的微带线的宽度为2.144mm，相位差90
°
时的长度也即是λ
e0
/4为9.469mm；70.7ω的微带线的宽度为0.95mm，相位差90
°
时的长度也即是λ
e1
/4为9.808mm。
[0185]
下面运用hfss对两路微带等分功率分配器进行仿真：
[0186]
经过analyze，从图3和图6可以看出当频率为2.75ghz时,s11的反射系数为-25.5db,电压驻波比为0.85db,说明此功率分配器在2.75ghz时匹配很好。从图5和图6可以看出端口
②
和
③
的输出电压等幅同相且输出功率相等。
[0187]
这说明此功率分配器基本上满足了能够工作且实现等分的必要条件，所以运用此功率分配器来为微带天线馈电是可行的。
[0188]
本发明的具体过程为：
[0189]
双馈圆极化微带天线的仿真分析
[0190]
步骤(1)：创建天线模型
[0191]
参照图7-图8所示，其中介质基板介质常数εr＝9.6，高度h1＝2mm,空气层h
air
＝3mm。
[0192]
微带线功率分配器对贴片天线进行馈电采用探针馈电，空气层中需用同轴电缆包裹，防止损耗。探针的半径r1＝0.25mm,材料选择理想金属体，同轴电缆的半径r2＝1.673mm,介电常数ε2＝2.1。由于50ω的微带线的宽度为2.144mm，相位差90
°
时的长度也即是λ
e0
/4为9.469mm，又微带线处于贴片两边的中心位置，所以la应该为9.469mm。贴片天线为正方形，边长为l＝20mm。
[0193]
按照此模型进行仿真设计如下图9：
[0194]
此时馈电点的位置在贴片的边缘的中心点，设置激励，选中主频为2.75ghz，进行仿真，结果如图10：
[0195]
从以上图10-13可以看出，该天线仿真结果并不理想，频率的谐振位置和方向图的最大增益方向都有所偏差，轴比的结果也不好，需要进行改进。
[0196]
步骤(2)：优化天线模型
[0197]
对天线的馈电点位置进行改动，进行优化。经优化，发现离贴片中心4.2cm处轴比和方向图最佳，模型如下：
[0198]
经过analyze，结果如图14：
[0199]
从图15可以看出，该天线反射系数-15db时的带宽为6.3％；反射系数-20db时的带宽为3.4％，有较宽的带宽。从图16和图17可以看出,该天线h面和e面的方向图基本相同,说明该天线实现了两个极化正交的线极化源，从而达到了圆极化的目的。从图18可以看出，轴
比低于3db的角度范围为-48
°
～55
°
，达到了良好的轴比。
[0200]
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。