一种用于X波段连续波干涉仪系统的收发天线阵列设计

一种用于x波段连续波干涉仪系统的收发天线阵列设计
技术领域
1.本发明涉及连续波雷达天线领域，尤其涉及一种用于x波段连续波干涉仪系 统的收发天线阵列。


背景技术：

2.干涉仪测向是利用测量同一回波信号到达天线阵列的各单元之间的相位差 来确定回波方向角的一种测向体制。为实现宽覆盖范围的测向不模糊和高精度测 角，通常采用多基线干涉仪测角。由长基线保证测向精度，但长基线一般会存在 相位多值，利用相位单值的短基线相位可以解算出长基线的实际相位的精确值， 这个过程称为解相位模糊。
3.微带天线体积小、重量轻、易加工，用于连续波雷达系统，可以减小系统的 体积和重量，同时也能降低成本。微带串联馈电阵列天线主要优点有：(1)馈线 比较短，有效减小由于馈线引入的辐射和散射损耗，提高天线效率；(2)各微带 贴片单元排列紧凑，天线的空间利用率高，减小天线阵的面积，更有利于天线的 小型化设计与实现。
4.收发天线隔离度是连续波雷达的一项重要指标，隔离度较低会导致直达波信 号较大，降低雷达接收机的灵敏度，甚至可能会导致接收通道的饱和，严重影响 雷达对目标的检测。接收天线的接收功率比上发射天线的辐射功率为功率耦合系 数，而隔离度就定义为耦合系数的倒数。因此通常用收发隔离度来表征天线间互 耦的强弱。微带天线间的互耦可以分为表面波和空间波两部分。表面波指的是由 介质基片引导在基片表面传播的电磁波；空间波指的是由天线副瓣产生然后在空 间直线传播的电磁波。对表面波的抑制方法主要有在天线表面铺设吸波材料、开 设扼流槽、蚀刻dgs(缺陷地结构)、加载ebg(电磁带隙结构)等；对空间波的 抑制方法主要有加大收发天线间的距离以及在收发天线间加载金属挡板。


技术实现要素：

5.(一)要解决的技术问题
6.本发明目的在于设计一种用于x波段连续波干涉仪系统的收发天线阵列，实 现方位维覆盖
±
30
°
、俯仰维覆盖
±
10
°
，天线增益达到12dbi，同时测向精度 不超过0.5
°
。
7.(二)技术方案
8.为了达到上述目的，本发明采用的主要技术方案包括：
9.s1、两维干涉仪测向天线布阵设计，使得在方位维
±
70
°
和俯仰维
±
70
°
的 覆盖范围内均不出现测向模糊，同时方位维测向精度约为0.27
°
，俯仰维测向 精度约为0.3
°
；
10.s2、4元微带串馈子阵设计，子阵方位维波束宽度约为70.3
°
，俯仰维波束 宽度约为26.1
°
，增益约为12.6dbi，副瓣电平约为-14.1db；
11.s3、收发天线隔离度优化，保证隔离度达到75db以上。
12.本发明的一个实施例中，所述步骤s1包括：
13.s11、两维干涉仪测向天线布阵设计；
14.s12、两维干涉仪测向天线布阵误差分析。
15.本发明的一个实施例中，所述步骤s11包括：
16.干涉仪测向是利用测量同一回波信号到达天线阵列的各单元之间的相位差 来确定回波方向角的一种测向体制。为实现宽覆盖范围的测向不模糊和高精度测 角，通常采用多基线干涉仪测角。由短基线实现宽覆盖范围测向不模糊，长基线 保证测向精度。
17.根据干涉仪测向原理，设计一种两维干涉仪测向的天线布阵方法，其中方位 维长基线长128mm，保证测向精度，短基线长16mm，解测向模糊。俯仰维长基线 长96mm，保证测向精度；俯仰维短基线长16mm，解测向模糊。干涉仪测向不模 糊范围为其中，λ为天线工作波长，l为短基线长度， arcsin是计算反正弦值。将λ＝30mm及l＝16mm代入，可算出两维的不模糊范 围均约为(-70
°
，70
°
)。
18.本发明的一个实施例中，所述步骤s12包括：
19.不同天线接收到回波信号的相位差公式为
[0020][0021]
其中为相位差，l为基线长度，λ为天线工作波长，θ为目标回波信号与天线 阵面法线之间的夹角，sinθ是θ的正弦值。对上式求偏导，可得测向误差公式：
[0022][0023]
式中，是对求偏导，cosθ是θ的余弦值，dθ是对θ求偏导，dλ是对λ求 偏导，dl是对l求偏导。将上式以增量表示，解得测角误差为：
[0024][0025]
由上式可以看出，测角误差主要来源有：相位测量误差基线误差
△
l以 及频率估计误差
△
λ，式中
△
θ是测角误差，tgθ是θ的正切值。我们通过对系统 不同情况下所引入的各种误差，映射到上述3个分量上的影响进行分析。
[0026]
(1)映射到
△
l分量的误差
[0027]
映射到
△
l分量的误差主要来自于天线结构安装尺寸误差影响的误差，这种 误差称为机械基线误差
[0028]
若不考虑和
△
λ的影响，误差公式可以简化为
[0029][0030]
机械基线误差通过对于结构工装的要求，单个天线的安装偏差可以确定为
±ꢀ
0.05mm，方位tgθ＝1，基线长度为144mm，0.15mm的安装误差将引入约0.001
°ꢀ
的测角误差；俯仰tgθ＝0.27，基线长度为96mm，0.15mm的安装误差将引入约 0.0004
°
的测角误差。均可以忽略不计。
[0031]
(2)映射到
△
λ分量的误差
[0032]
映射到
△
λ分量的误差我们主要考虑系统频率精度误差
△
f引入的误差。主要 考
虑系统测频以及接收机本振源频率不稳量引入的频率精度误差。若不考虑和
△
l的影响，误差公式可以简化为公式
[0033][0034]
将代入上式，其中c是空气中的光速，f是天线的工作频率，可以得 到
[0035][0036]
系统频率精度带有随机性，假设tgθ＝1，f和
△
f之间差了很多量级，因此 该误差完全可以忽略不计。
[0037]
(3)映射到分量的误差
[0038]
方位维长基线长度为144mm，入射角为45
°
，工作波长为30mm，经过校正， 假设因此系统误差为
[0039][0040]
俯仰维长基线长度为96mm，入射角为15
°
，工作波长为30mm，经过校正， 假设因此系统误差为
[0041][0042]
由内部噪声引起的单个基线的相位差误差的均方根为
[0043][0044]
式中，snr是信噪比。一般情况下，服从高斯分布，则位于的概率为99.74％。取最长基线的相位差测量误差为
[0045]
方位维长基线长度为144mm，入射角为45
°
，工作波长为30mm，经过校正， 假设信噪比snr取13db,因此随机误差为
[0046][0047]
俯仰维长基线长度为96mm，入射角为15
°
，工作波长为30mm，经过校正， 假设信噪比snr取13db,因此随机误差为
[0048][0049]
综上，方位维测向误差为0.23
°
+0.04
°
＝0.27
°
；俯仰维测向误差为0.26
°
+0.04
°
＝0.3
°
。
[0050]
本发明的一个实施例中，所述步骤s2包括：
[0051]
s21.微带贴片单元的设计；
[0052]
s22.4元微带串馈阵列设计；
[0053]
s23.4元微带串馈阵列测试。
[0054]
本发明的一个实施例中，所述步骤s21包括：
[0055]
综合考虑天线的结构、重量以及辐射的功率，本次设计选用的介质基片是 rogers 4003，它的介电常数是3.55，损耗正切值为0.0027，厚度为1mm。单元 的馈电采用同轴线馈电和微带线馈电相结合的方式，即在贴片前端连接一段微带 传输线，在微带传输线的起始端再用同轴线进行馈电。
[0056]
根据微带线计算公式，可以算出贴片宽度约为12.5mm，长度约为7mm。馈线 的长度设为半个介质波长，即约8.5mm，在馈线的前端设置阻抗为50欧姆的同 轴线进行馈电。在仿真单元时，无需进行阻抗匹配，因为在组成阵列时，矩形贴 片单元和馈线组成一个整体，只需在阵列的末端进行阻抗匹配即可。在电磁仿真 软件hfss中进行单元的仿真。
[0057]
经过仿真，当贴片宽度为13mm，长度为6.75mm，馈线长度为8.5mm，宽度 为0.75mm，可以得到较好的结果。由仿真结果可以得到，s11在-10db以下的频 段为9.85ghz-10.25ghz，谐振频率为10.02ghz。贴片单元的增益大约为7.2db， e面和h面的3db波束宽度分别约为86
°
和76
°
。
[0058]
1.根据权利要求3所述的用于x波段连续波干涉仪系统的收发天线阵列设 计，其特征在于，所述步骤s22包括：
[0059]
在e面用4个阵元组成串馈阵列，阵列采用同轴线中心馈电，同轴线阻抗为 50欧姆，馈电点左右两边馈线特性阻抗设置为100欧姆，两边的馈线呈并联状 态，并联后阻抗为50欧姆，正好与同轴线阻抗匹配，而无需再添加阻抗匹配器。 因为采用中心馈电，馈电点左右两边辐射信号呈180
°
反相，为了保证两边同相 辐射，因此一边的馈线要比另一边长半个介质波长。同时采用切比雪夫综合法来 降低e面方向图的副瓣。在微带串馈阵列天线中，控制贴片激励电流的方法有贴 片宽度渐变法和馈线宽度渐变法。由于馈线宽度较小，那么加工带来的误差就会 产生更大的影响，因此选用贴片宽度渐变法。
[0060]
在电磁仿真软件hfss中进行仿真，通过不断优化，最后得到的仿真结果为， 天线谐振频率为10.12ghz，s11在-10db以下的频段为9.98ghz-10.26ghz，增益 约为12.9db，e面方向图3db波束宽度约为25.4
°
，副瓣电平约为-15.4db，h 面方向图3db波束宽度约为63
°
。
[0061]
本发明的一个实施例中，所述步骤s23包括：
[0062]
使用惠普8720d矢量网络分析仪对天线的s11进行测试，测试结果为，天线 实际的谐振频率约为10.02ghz，s11在-10db以下的频段为9.96ghz-10.23ghz， 与仿真结果相比均往低频偏移。
[0063]
我们还在学校的微波暗室对天线的远场辐射方向图进行了测试，测试结果 为，天线增益约为12.6dbi，e面方向图3db波束宽度约为26.1
°
，副瓣电平约 为-14.1db，h面方向图3db波束宽度约为70.3
°
。e面方向图的波束宽度较窄， 具有较高的分辨力，而h面方向图的波束宽度较宽，分辨力较低。经过对比可知， 副瓣电平的实测结果比仿真结果高了1.3db，其他的指标实测与仿真基本一致。
[0064]
本发明的一个实施例中，所述步骤s3包括：
[0065]
收发天线隔离度是连续波雷达的一项重要指标，隔离度较低会导致直达波信 号较大，降低雷达接收机的灵敏度，甚至可能会导致接收通道的饱和，严重影响 雷达对目标
的检测。接收天线的接收功率比上发射天线的辐射功率为功率耦合系 数，而隔离度就定义为耦合系数的倒数。因此通常用收发隔离度来表征天线间互 耦的强弱。微带天线间的互耦可以分为表面波和空间波两部分。表面波指的是由 介质基片引导在基片表面传播的电磁波；空间波指的是由天线副瓣产生然后在空 间直线传播的电磁波。对表面波的抑制方法主要有在天线表面铺设吸波材料、开 设扼流槽、蚀刻dgs(缺陷地结构)、加载ebg(电磁带隙结构)等；对空间波的 抑制方法主要有加大收发天线间的距离以及在收发天线间加载金属挡板。
[0066]
用信号源及频谱仪对收发天线的隔离度进行测试，频率为10.1ghz的测试结 果如下表所示：
[0067]
表1收发天线隔离度测试结果
[0068]
接收子阵序号12345收发隔离度/db5354535552
[0069]
根据测试结果可知，收发隔离度最差约为52db，还需要进行优化。
[0070]
根据上述提到的优化收发隔离度的方法，首先采用了在收发天线间加载金属 挡板的方法来抑制空间波。该种方法较难进行理论分析，只有通过大量的实验， 不断调整金属挡板的尺寸以及位置，最终确定结果较优的方案。考虑到金属挡板 会增加整个天线的高度及重量，因此本此设计采用密度较小的铝板。对加载金属 挡板后的天线进行收发隔离度测试，频率为10.1ghz的测试结果如下表所示：
[0071]
表2加载金属挡板后收发天线隔离度测试结果
[0072]
接收子阵序号12345收发隔离度/db6365636662
[0073]
根据测试结果可知，加载完金属挡板以后，收发隔离度最差为62db，整体 提升了大约10db。需要继续进行优化。
[0074]
对空间波进行抑制以后，接下来就需要抑制表面波。在上述提到的几种抑制 表面波的方法中，考虑到成本以及安装的便捷性，最终采用铺设吸波材料的方法。 本方案是在收发天线间的金属表面均铺设上x波段的吸波材料。所铺设的吸波材 料为大连东信微波吸收材料有限公司的rat-10g-1.7mm型号，该材料在10.1ghz 的垂直入射最大反射率为-17db。对铺设吸波材料后的天线进行收发隔离度测试， 频率为10.1ghz的测试结果如下表所示：
[0075]
表3铺设吸波材料后收发天线隔离度测试结果
[0076]
接收子阵序号12345收发隔离度/db7577767875
[0077]
根据测试结果可知，铺设吸波材料后，收发隔离度最差为75db，相较没铺 设时，整体提升了约12db。此时的收发隔离度可以满足工程应用，无需继续进 行优化。
[0078]
(三)有益效果
[0079]
本发明的有益效果是：本发明实施例提供的一种用于x波段连续波干涉仪系 统的收发天线阵列，介绍了一种高精度的两维干涉仪测向天线布阵方法，可以保 证两维
±
70
°
的测向不模糊范围且测向精度不超过0.5
°
。同时详细说明了微带 串馈阵列的设计方法，可
以实现高增益、窄波束、低副瓣。最后介绍了两种提高 收发天线隔离度的方法，分别是加载金属挡板和粘贴吸波材料，这两种方法成本 较低、便于操作且效果良好，在工程上可以推广使用。
附图说明
[0080]
图1为本发明一实施例提供的一种用于x波段连续波干涉仪系统的收发天线阵列 的布阵示意图
[0081]
图2为本发明一实施例中4元微带串馈阵列在hfss软件中的仿真模型图
[0082]
图3为本发明一实施例中4元微带串馈阵列在hfss软件中s11的仿真结果
[0083]
图4为本发明一实施例中4元微带串馈阵列在hfss软件中e面和h面辐射方向 图的仿真结果
[0084]
图5为本发明一实施例中4元微带串馈阵列实物的e面和h面测试结果
[0085]
图6为本发明一实施例中收发天线隔离度优化结果的对比图
[0086]
具体实施方法
[0087]
为了更好的解释本发明，以便于理解，下面结合附图，通过具体实施方式， 对本发明作详细描述。
[0088]
本发明以下实施例提供一种用于x波段连续波干涉仪系统的收发天线阵列 设计，图1为本发明一实施例提供的一种用于x波段连续波干涉仪系统的收发天 线阵列的布阵示意图，如图1所示，该收发天线阵列由一个发射天线、五个接收 天线组成。其中五个接收天线用于两维干涉仪测向，d13为方位维长基线，d23 位方位维短基线；d35为俯仰维长基线，d34为俯仰维短基线。整个阵面尺寸为 280mm*210mm。
[0089]
图2为本发明一实施例中4元微带串馈阵列在hfss软件中的仿真模型图， 如图2所示，选用的介质基片是rogers 4003，它的介电常数是3.55，损耗正切 值为0.0027，厚度为1mm。该模型为中心馈电的4元微带串馈天线阵列，采用了 贴片宽度渐变法来实现切比雪夫加权，以降低天线的副瓣电平。
[0090]
图3为本发明一实施例中4元微带串馈阵列在hfss软件中s11的仿真结果， 根据仿真结果可以看出，该微带阵列天线谐振频率为10.12ghz，s11在-10db以 下的频段为9.98ghz-10.26ghz。
[0091]
图4为本发明一实施例中4元微带串馈阵列在hfss软件中e面和h面辐射 方向图的仿真结果。方向图仿真结果均为在谐振频率下仿真得到的，可以看出， 该微带阵列天线的增益约为12.9db，e面方向图3db波束宽度约为25.4
°
，副 瓣电平约为-15.4db，h面方向图3db波束宽度约为63
°
。
[0092]
本发明一实施例中4元微带串馈阵列的实物图，选用的介质基片是rogers 4003，它的介电常数是3.55，损耗正切值为0.0027，厚度为1mm。实物尺寸为80mm*40mm。
[0093]
本发明一实施例中4元微带串馈阵列实物的s11测试结果，如图6所示，天 线实际的谐振频率约为10.02ghz，s11在-10db以下的频段为9.96ghz-10.23ghz。
[0094]
图5为本发明一实施例中4元微带串馈阵列实物的e面和h面测试结果，根 据测试结果可知，天线增益约为12.6dbi，e面方向图3db波束宽度约为26.1
°
， 副瓣电平约为-14.1db，h面方向图3db波束宽度约为70.3
°
。
[0095]
本发明一实施例提供的一种用于连续波干涉仪系统的收发天线阵列的实物 图，用信号源及频谱仪对收发天线的隔离度进行测试，收发隔离度最差约为 52db。
[0096]
本发明一实施例中加载金属挡板后的收发天线阵列的实物图，用信号源及频 谱仪对收发天线的隔离度进行测试，收发隔离度最差约为62db，整体提升了大 约10db。
[0097]
本发明一实施例中铺设吸波材料后的收发天线阵列的实物图,用信号源及频 谱仪对收发天线的隔离度进行测试，收发隔离度最差为75db，相较没铺设时， 整体提升了约13db。
[0098]
图6为本发明一实施例中收发隔离度优化结果的对比图，可以看出，通过加 载金属挡板以及铺设吸波材料的方式，收发天线的隔离度得到了明显的提高。
[0099]
综上所述，本发明提供的这种用于x波段连续波干涉仪系统的收发天线阵列 可以保证在方位维70.3
°
、俯仰维26.1
°
的覆盖范围内不出现测向模糊，且方 位维测向精度约为0.27
°
，俯仰维测向精度约为0.3
°
，天线增益达到12.6dbi， 同时收发天线隔离度不低于75db。