一种介质贴片阵列天线的自去耦方法

1.本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及介质贴片阵列天线的自去耦方法。


背景技术：

2.随着无线通信的蓬勃发展，容量和可靠性成为当今的首要问题。多输入多 输出(mimo)技术利用较大的信道容量和较高的数据传输速率，在通信系统中发 挥着极其重要的作用。然而，当两个或多个天线在mimo系统中紧密放置时， 会发生强电磁互耦合，这会显着降低天线的阻抗匹配、增益和辐射方向图等性 能。因此，对于两种主要类型的天线，即金属贴片天线(mpa)和介质谐振器 (dr)天线(dra)，研究它们的天线阵列去耦方法具有重要意义。
3.因此，很多去耦方法得到了研究。人们利用电磁带隙、超表面、超材料、 频率选择表面和电介质覆层等去耦结构对天线进行去耦。然而，引入的额外去 耦结构将不可避免地增加系统复杂性，占用额外空间或增加天线的剖面。为了 克服这些缺点，一些简单的结构如金属条直接加载在dra上，影响和控制耦合 电场强度，从而获得较高的端口到端口隔离。但是，采用上述去耦方法，天线 阵列的辐射方向图发生了畸变。实际上，非常希望在去耦过程中改善端口到端 口的隔离度的同时，同时可以保持方向图不发生畸变。鉴于此，最近开发了一 种不需要添加任何去耦结构的自去耦技术，该技术具有低设计复杂度，同时可 保证较高的端口到端口隔离和方向图的稳定。mpa特殊的馈电结构以及辐射体 的结构可产生固有的弱电场，借助这一优势，该设计可以轻松实现自去耦，并 且还可以避免辐射方向图的失真。但是，它只适用于特殊的天线结构和馈电方 式。通过结合mpa的高次模tm
02
模式，可以获得低互耦合(》20db隔离度)， 同时可以增强天线带宽。然而，mpa的一侧长度被大大延长，这将对天线组阵 产生影响。文献《design of low mutual coupling dielectric resonator antennaswithout using extra decoupling element》提出了dra阵列的自去耦方法。当一个 dra中的te
113
模被激发时，通过增加dra高度，另一个dra相互耦合的模 式变为不同的模式(te
211
模)。因此，dra阵列的剖面很高，将限制其在实际 中的应用。
4.介质贴片(dp)天线(dpa)作为一种新型的低剖面dra，起源于将dra 进行压缩。与mpa相比，dpa具有更低的损耗，尤其是在高频的情况下。由于 具有各向异性的叠层结构，具有与mpa相似辐射特性的dpa具有比传统dra 更高的增益。总之，结合mpa和dra优点的dpa已经引起了广泛的关注。然 而，dpa阵列的解耦方法至今没有提及。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于：克服上述现有技术的缺陷，提出一种介质贴片阵列天 线的自去耦方法。
6.为了达到上述目的，本发明提出的种介质贴片阵列天线的自去耦方法，所 述介质贴片阵列天线包括自下而上依次层叠设置的下层介质基板、金属反射地 板、上层介质基板和阵列布置的第一介质贴片和第二介质贴片，下层介质基板 的下表面设有分别通过金属
反射地板上第一耦合缝隙、第二耦合缝隙对第一介 质贴片和第二介质贴片进行耦合馈电的第一微带馈线和第二微带馈线；所述自 去耦合方法如下：
7.通过选择第一介质贴片的介电常数ε
r1
、第二介质贴片的介电常数ε
r2
、第一 介质贴片的高度h1和第二介质贴片的高度h2来控制介质贴片阵列的端口间隔离 度和天线性能。
8.进一步的，ε
r1
/ε
r2
的取值范围为5-30，ε
r1
/h1的取值范围为22.29-106.25，ε
r2
/h1的取值范围为2-13.33，ε
r2
/h2的取值范围为1.63-8.57。其中，高度h1和h2的 单位为mm。
9.作为优选，ε
r1
/ε
r2
的优选取值范围为18-30，ε
r1
/h1的优选取值范围为 41.67-106.25，ε
r2
/h1的优选取值范围为2-3.89，ε
r2
/h2的优选取值范围为 1.63-2.34。
10.本发明通过选择合适的结构参数，在不增加额外组件的情况下，首次提出 了一种简单有效的介质贴片天线(dpa)自去耦方法。通过理论分析，tm
01
模式在 介质贴片外的衰减常数主要由介质贴片谐振器的结构参数控制，这对两个相邻 的介质贴片谐振器之间的去耦起到至关重要的作用。可以发现tm
01
模式的衰减 常数越大，在这个宽带范围内端口到端口的隔离效果越好，从而天线的方向图 得到稳定。在满足隔离度的前提下，对介质贴片天线的工作带宽和增益进行了 研究和改进，以确保良好的天线性能，展现出dpa的高设计自由度和灵活性。 为了验证可行性，制造和测试了一款具有最佳参数的dpa阵列天线，仿真值和 测试值显示出良好的一致性。
附图说明
11.下面结合附图对本发明作进一步的说明。
12.图1是工作于tm
01
模的dp谐振器(dpr)模型；(a)电场分布；(b)dpr 区域划分的前视图(c)dpr区域划分的俯视图(a＝28mm，h1＝0.93mm， h2＝1.524mm，ε
r1
＝69，ε
r2
＝3)。
13.图2是在不同a和ε
r2
下tm
01
模的计算和仿真的谐振频率。
14.图3是不同参数下衰减常数α3的变化情况；(a)ε
r1
/ε
r2
；(b)ε
r1
/h1；(c)ε
r2
/h1； (d)ε
r2
/h2。
15.图4是介质贴片阵列天线爆炸图。
16.图5是介质贴片阵列天线俯视图。
17.图6是介质贴片阵列天线侧断面图。
18.图7是方案a_1-a_5的仿真s参数。
19.图8是方案a_1和a_5在5ghz下的比较.(a)dpa内的电场.(b)馈线上 的电流分布。
20.图9是方案a_1、方案a_3和方案a_5的仿真e面辐射方向图。图10是dpa阵列仿真与测试的s参数图。图11是当端口1馈电时，dpa阵列在5ghz时的仿真与测试的辐射方向图； (a)为e平面，(b)为h平面。
具体实施方式
21.下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。
22.如图1所示，展示了工作于tm
01
模的dp谐振器(dpr)模型。相对介电 常数为ε
r1
的dp，体积为a
×a×
h1，基板1的相对介电常数为ε
r2
，高度为h2。在 传统的混合磁壁法分析中，dpr模型沿z轴的四个侧平面均视为磁壁，底部金 属地视为电壁。事实上，dpr外的电磁场
(例如四个侧区)存在并以衰减方式 出现。因此，当相邻dpr用于dpa阵列时，dpr之外的tm
01
模的衰减常数会 影响相邻dpr的相互耦合。鉴于此，dpr分析采用开放波导法。从图1(b)和(c) 可以看出，dpr可分为七个区域。详细分析了dpr的i-v区域，包括dpr及 其顶部和侧部区域，而其他区域如dpr四个角的vi和vii区域则被忽略。
23.区域i(dp:|z|≤h1/2)中沿z轴方向的电场以驻波的形式存在，可以用方程(1) 中三角函数来描述。区域ii(空气：z》h1/2)和区域iii(基板1：-h1/2-h2《z《-h1/2) 沿z轴的电场均具有衰减场，其耗散沿z轴无限远并逐渐趋近于零。值得注意的 是，与区域ii不同的是，区域iii的衬底底部有一个接地(电壁)。因此，z轴方 向的函数在区域ii中用指数函数来表示，区域iii中用双曲线函数表示。区域ii 和iii中的衰减场如方程(2)和(3)所示。方程(4)和(5)分别给出了在区域iv (空气：|y|》a/2)和区域v(空气：|x|》a/2)中衰减电场的表达式。
24.区域i:
25.区域ii:
26.区域iii:
27.区域iv:
28.区域v:
29.其中k
x
、ky和kz分别表示沿x、y和z轴的波数。α1、α2、α3和α4分别表示 tm
01
模在ii、iii、iv和v区域的衰减常数。然后，结合这五个区域的电磁场方 程和|x|＝a/2、|y|＝a/2和|z|＝h1/2上的边界条件，可以得到tm
01
模的超越特征方程， 如方程(6)所示。
[0030][0031]
鉴于波数守恒的关系，方程(7)给出了五个区域的波数方程。最后，结合方 程(6)和方程(7)可以得到tm
01
模式的衰减因子(α1、α2、α3和α4)和谐振频率 f＝k0c/(2π)，其中k0和
c表示自由空间中的波数和光速。
[0032][0033]
图2给出了在不同a和ε
r2
下tm
01
模的计算和仿真的谐振频率。可以发现， 仿真与计算结果的误差小于5％，有效地证明了理论分析具有较高的准确性。
[0034]
当dpr应用于dpa阵列时，相互耦合k可以由方程(8)描述。
[0035]
k＝k0e-2αs
ꢀꢀꢀ
(8)
[0036]
其中s是dpr阵列中心到中心的间距，k0为常数。从方程(8)中，可以得出 衰减常数α越大，相互耦合越小。因此，两个相邻dpr之间的相互耦合可以用 谐振模式的α来描述。值得一提的是，如果将两个dpr沿y轴放置，则两个 dpr之间的相互耦合主要受区域iv中的α3影响。图3分别显示了根据方程 (1)-(7)，在四种不同比值ε
r1
/ε
r2
、ε
r1
/h1、ε
r2
/h1和ε
r2
/h2下的α3。值得注意的是， 所有设计中tm
10
模的频率都固定在5ghz。如图3(a)和(b)所示，随着ε
r1
/ε
r2
和ε
r1
/h1的比值增加，α3增加。相反，如图3(c)和(d)所示，当ε
r2
/h1和ε
r2
/h2比值变大时，α3则急剧下降。因此，结合方程(8)的描述，可得到较大的ε
r1
/ε
r2
和ε
r1
/h1比值或较小的ε
r2
/h1和ε
r2
/h2比值会导致两个紧密间隔的dpr阵列具有较 高隔离度。
[0037]
为了量化谐振模式的衰减常数对互耦的影响，我们将理论分析应用于紧密 排列的dpa阵列中。如图4至图6所示，为本实施例自去耦合方法所涉介质贴 片阵列天线，介质贴片阵列天线包括自下而上依次层叠设置的下层介质基板5、 金属反射地板4、上层介质基板3和阵列布置的第一介质贴片1和第二介质贴片 2，下层介质基板5的下表面设有分别通过金属反射地板4上第一耦合缝隙8、 第二耦合缝隙9对第一介质贴片1和第二介质贴片2进行耦合馈电的第一微带 馈线6和第二微带馈线7；第一微带馈线6和第二微带馈线7沿x方向设置，第 一耦合缝隙8、第二耦合缝隙9沿y方向设置。下层介质基板5为双面印刷电路 板，双面印刷电路板的顶层为所述的金属反射地板4，底层为第一微带馈线6和 第二微带馈线7。
[0038]
阵列天线的设计参数如下(参数物理意义见图4和图5)：
[0039]
ε
r1
＝69,ε
r2
＝3.0,ε
r3
＝3.55,lg＝60mm,wg＝55mm,a＝28mm,h1＝0.93mm, h2＝1.524mm,h3＝0.813mm,wf＝4.9mm,lf＝0.9mm，wc＝4.2mm，lc＝7mm，s＝30mm， d＝2mm和l＝18mm。
[0040]
经理论分析，两个dpa之间的相互耦合主要受左右区域iv中的衰减常数 α3影响。同时决定衰减常数α3的四个参数(ε
r1
、ε
r2
、h1和h2)对dpa阵列的工 作带宽和增益等其他性能有显着影响。为了平衡它们，研究了四种情况(方案 a-d)，对应于四种不同比率的情况：(a)ε
r1
/ε
r2
，(b)ε
r1
/h1，(c)ε
r2
/h1，(d)ε
r2
/h2。 预计在令人满意的隔离度(》20db)和未变形的方向图情况下可以获得更宽的带 宽或更高的增益。为了公平比较，所有情况的设计都在固定频率(f0＝5ghz) 下运行，同时，两个dpa之间的间距s和间距d(边缘到边缘)都分别固定在 30mm(0.5λ0)和2mm(0.033λ0)，dpa的边长a也固定为28mm(0.467λ0)，其中 λ0是f0处的自
由空间波长。在下面的参数研究中，当两个指定的参数发生变化 时，其他参数保持不变。
[0041]
1)、方案a：不同的ε
r1
/ε
r2
[0042]
为验证该理论的适用性，对具有不同ε
r1
/ε
r2
(方案a_1-方案a_5)五种不 同的dpa阵列进行了仿真和比较，如表i所示。图4显示了五种不同情况(方 案a_1-方案a_5)的s参数的仿真比较。可以观察到介电常数ε
r1
和ε
r2
的各 种组合导致不同的端口到端口隔离(s
21
)。随着ε
r1
/ε
r2
比值的增大，去耦效果得 到显著改善，验证了第二节提出的理论方法的正确性和适用性。值得注意的是， 在这个宽带范围里均实现了较好的隔离。在ε
r1
/ε
r2
＝30的方案a_1中，在工作带 宽(|s
11
|《-10db)中表现出最高的隔离度，高达26.98db。对于具有最小比率ε
r1
/ε
r2
的方案a_5，具有最小隔离度，隔离最差(约14.35db)。图8(a)显示了dpa阵 列的仿真电场分布(其中dpa.1被激发，而dpa.2端接50ω匹配负载)，图 8(b)显示馈线电流，有效验证隔离增强。值得注意的是，通过选择适当的ε
r1
/ε
r2
比值，隔离度提高达到12.63db。图9显示了方案a_1、方案a_3和方案a_5 的仿真e平面辐射方向图。可以发现，随着隔离度的增强，可以改善图案的失 真。从表i可以看出，dpa阵列的带宽和增益都受到ε
r1
/ε
r2
比的影响。尽管它们 相对于ε
r1
/ε
r2
的变化趋势是非单调的，但可以在隔离满意的前提下进行优化。例 如，当令人满意的隔离是20db，带宽可以优化到9.2％左右，或者增益可以提 高到7.0dbi。在下面的其他参数中也可以实现类似的优化。
[0043]
表i方案a中不同ε
r1
/ε
r2
的比较
[0044][0045]
2)、不同ε
r1
/h1的方案b、不同ε
r2
/h1的方案c和不同ε
r2
/h2的方案d
[0046]
为了通过适当的结构参数方法验证所提出的自去耦方法的普遍性，方案b (不同比率的ε
r1
/h1)、方案c(不同比率的ε
r2
/h1)和方案d(不同比率的ε
r2
/h2) 在本节中介绍。
[0047]
表ii总结了方案b-d设计之间的比较，所有设计天线均工作在5ghz。 对于案例b，可以看出，通过降低ε
r1
/h1的比值，隔离度得到了显著改善。同时， dpa阵列的带宽和增益等性能也应在去耦过程中进行研究。对于隔离度超过 20db的方案b_1-方案b_4，方案b_1的增益最高，而方案b_4的带宽最宽。 对于方案c和方案d，随着ε
r2
/h1和ε
r2
/h2的比值增加，去耦效果变得更糟。
[0048]
表ii方案b-d三种设计的比较
[0049][0050]
综上所述，通过对以上四组设计的分析，可以通过合理选择ε
r1
、ε
r2
、h1和 h2等参数的组合来控制dpa阵列的端口间隔离度和天线性能。因此，dpa阵列 不仅可以通过这种简单的方法实现自去耦，而且还拥有优化的工作带宽和增益 等性能。
[0051]
故本发明介质贴片阵列天线的自去耦方法如下：
[0052]
通过选择第一介质贴片1的介电常数ε
r1
、第二介质贴片2的介电常数ε
r2
、 第一介质贴片1的高度h1和第二介质贴片2的高度h2来控制介质贴片阵列的端 口间隔离度和天线性能。参数选择的目标为：在端口间隔离度满足大于20db且 天线的方向图未变形的情况下，使天线获得更宽的带宽或更高的增益。
[0053]
作为具体的限定，ε
r1
/ε
r2
的取值范围为5-30，ε
r1
/h1的取值范围为 22.29-106.25，ε
r2
/h1的取值范围为2-13.33，ε
r2
/h2的取值范围为1.63-8.57。
[0054]
作为优选方案，ε
r1
/ε
r2
的优选取值范围为18-30，ε
r1
/h1的优选取值范围为 41.67-106.25，ε
r2
/h1的优选取值范围为2-3.89，ε
r2
/h2的优选取值范围为 1.63-2.34。
[0055]
为了证明所提出的dpa阵列的性能，加工了一个实物，为了平衡隔离、带 宽和增益
的性能，选择方案a_2。值得注意的是，当端口1被激励时，端口2 连接了一个50ω负载。
[0056]
图10给出了dpa阵列仿真与测试的s参数。仿真与测试的阻抗带宽 (|s
11
|《-10db)分别约为7.2％(4.83-5.19ghz)和8.8％(4.94-5.38ghz)。在工作频 段内，仿真与测试的隔离度超过24.27db和24.58db。仿真与测试结果存在一 些差异归因于加工误差和sma连接器的影响。图11给出课仿真与测试的e面 和h面的方向图。在两个平面中都实现了低交叉极化。仿真与测试的增益分别 为6.82dbi和6.67dbi。
[0057]
结果表明，所提出的理论分析可以为自去耦提供设计指南。更重要的是， 所提出的用于dpa阵列的自去耦方法不仅可以实现高端口到端口的隔离，而且 还拥有较稳定的辐射方向图。同时，由于dpa的灵活设计，可以优化整体天线 性能。可以预见，所提出的自解耦方法将成为未来mimo无线通信系统的一项 有吸引力的技术。
[0058]
除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式。凡采用等同替换或等效 变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围。