一种基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构

1.本发明涉及一种去耦结构，尤其是涉及一种基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构。


背景技术：

2.在5g技术全面发展的背景下，对多输入多输出(multiple-input multiple-output，mimo)系统的需求逐渐凸显。而对于mimo天线的使用，则需要去考虑天线之间近距离而产生的耦合问题，因此对于紧凑型多频多天线的设计，去耦结构的实现就尤为重要。尤其像移动终端设备，由于尺寸等因素的制约，以及还需要满足2g/3g/4g、5g、wi-fi等不同应用频段的需求，多天线系统需要具备良好的去耦结构来减小彼此天线之间在多个频段上的耦合影响。然而传统的多频段去耦设计方法，不仅难以实现在三个频点甚至更多频点上同时实现去耦，而且为实现天线工作频段调谐往往需要改变其去耦结构。
3.在文献1(j.prakash,r.vijay and s.natarajamani,"mimo antenna for mobile terminals with enhanced isolation in lte band,"2017international conference on advances in computing,communications and informatics(icacci),2017,pp.)和文献2(s.nandi and a.mohan,"a compact dual-band mimo slot antenna for wlan applications,"in ieee antennas and wireless propagation letters)中公开了目前较为常用的地面分支结构和缺陷地结构(defected ground structure，dgs)的去耦方案，它们分别是对天线间单个频点和双频点进行去耦。但是，地面分支结构和缺陷地结构都是对金属地面进行结构的改变，不但体积较大，对空间环境的需求较大，难以满足当前产品小型化需求，并且其是对特定的天线，在特定的单频点或者双频点上实现的天线间去耦，设计上相对也较为复杂，无法对该结构进行拓展来适用于两个天线间具有多频点的去耦需求，可拓展性较差。


技术实现要素：

4.本发明所要解决的技术问题是提供一种体积较小，对空间环境的需求较小，能够满足当前产品小型化的需求，且结构简单，可拓展性较强，既能够适用于两个天线间单频点去耦，也能够适用于两个天线间具有双频点及以上的的多频点的基于寄生体的可调谐去耦结构。
5.本发明解决上述技术问题所采用的技术方案为：一种基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构，两个天线左右并行间隔设置，将两个天线间需要去耦的频点数量记为n，n为大于等于1的整数，所述的去耦结构包括n个寄生体结构和一个基于谐振电路的拓扑结构，n个寄生体结构均设置在两个天线之间，n个寄生体结构沿一行从左向右间隔分布，每相邻两个寄生体结构之间具有一段距离。
6.将位于左侧的天线称为天线1，位于右侧的天线称为天线2，对n个寄生体结构按照从左向右顺序采用1-n依次编号，其中，第1个寄生体结构与天线1之间具有一段距离，第n个
寄生体结构与天线2之间具有一段距离，每个所述的寄生体结构分别由一根传输线和一个负载构成，所述的传输线的一端和所述的负载的一端连接，所述的负载的另一端接地，所述的负载从电容和电感中选择其一，n个寄生体结构中，任意两个寄生体结构中负载以及负载参数的选择能够相同也能够不同，n个寄生体结构中的负载及负载参数选择后能够使两个天线在每个频点处的互导纳的实部接近于零，当负载为电容时，负载参数为电容值，当负载为电感时，负载参数为电感值；
7.当n为1，即两个天线之间需要进行去耦的频点数量只有一个，此时所述的拓扑结构包括一个负载，所述的拓扑结构的负载的一端与天线1连接，所述的拓扑结构的负载的另一端与天线2连接，所述的拓扑结构的负载从电容和电感中选择其一；若n为大于等于2的整数，此时所述的拓扑结构包括n-1个lc电路和一个负载，每个lc电路分别由一个电容和一个电感构成，每个所述的lc电路中，所述的电容的一端和所述的电感的一端连接，所述的电容的另一端作为所述的lc电路的一端，所述的电感的另一端作为所述的lc电路的另一端，n-1个lc电路的一端均与天线1连接，n-1个lc电路的另一端均与天线2连接，所述的负载的一端与天线1连接，所述的负载的另一端与天线2连接，所述的负载从电容和电感中选择其一。n-1个lc电路中，任意两个lc电路中电容的电容值能够相同也能够不同，电感的电感值能够相同也能够不同，n-1个lc电路中电容的电容值、电感的电感值、负载的选择以及负载参数选择后，能够使两个天线在每个频点处的互导纳的虚部为零，其中负载为电容时，负载参数为电容值，负载为电感时，负载参数为电感值。
8.n个寄生体结构中的负载按照以下方法进行选择：
9.(1)在对两个天线间n个频点进行去耦时，每个天线的后端都需要设置分配端口进行激励，每个寄生体结构处也分别会设置一个分配端口进行激励，将天线1对应的分配端口称为1端口，天线2对应的分配端口称为2端口，将第1个寄生体结构对应的分配端口称为3端口，第2个寄生体结构对应的分配端口称为4端口，以此类推，第n个寄生体结构对应的分配端口称为n+2端口，此时两个天线与n个寄生体结构构成n+2端口网络，该n+2端口网络的电压与电流的关系采用式(1)表示为：
[0010][0011]
式(1)中，v1为该n+2端口网络中1端口的电压，v2为该n+2端口网络中2端口间的电压，v3为该n+2端口网络中3端口间的电压，以此类推，v
n+2
为该n+2端口网络中n+2端口的电压，
[0012]
i1为流经该n+2端口网络中1端口的电流，i2为流经该n+2端口网络中2端口的电流，i3为流经该n+2端口网络中3端口的电流，以此类推，i
n+2
为流经该n+2端口网络中n+2端口的电流；
[0013]
为该n+2端口网络的z参数矩阵，当p＝q时，z
pq
表示该n+2端
口网络中p端口的输入阻抗，当p≠q时，z
pq
表示该n+2端口网络中q端口至p端口的互阻抗，其中p＝1,2,
…
,n+2，q＝1,2,
…
,n+2；
[0014]
(2)对于该n个寄生体结构，存在n个负载，这些负载或者为电容或者为电感，在任意频点下，将n个负载的阻抗分别记为zl1、zl2、
…
、zln，i＝1,2,
…
,n，zli为第i个寄生体结构的负载的阻抗，若该负载为电容，则ci为该负载的电容值，若该负载为电感，则zli＝j
×
2πfli，li为该负载的电感值，其中，f为任意频点对应的频率，j表示虚数；此时可以得到任意频点下v3、v4、
…
、v
n+2
与各个寄生体结构中各负载的阻抗zl1、zl2、
…
、zln之间的关系，将该关系采用式(2)表示为：
[0015][0016]
(3)、根据式(2)得到式(3)：
[0017][0018]
将式(3)写成矩阵形式，得到式(4)：
[0019][0020]
(4)、令则经由式(4)得到式(5)：
[0021][0022]
(6)、令由此可以得到式(6)：
[0023][0024]
根据公式(1)可得到式(7)：
[0025][0026]
将式(6)带入到(7)中可得式(8)：
[0027][0028]
此时，经过n个寄生体结构后，两个天线和n个寄生体结构构成的n+2端口网络变成了只有两个天线构成的二端口网络，天线1对应的是1端口，天线2对应的是2端口，式(8)即为该二端口网络的电压和电流的关系，将式(8)写成矩阵形式，得到式(9)：
[0029][0030]
式(9)中，为二端口网络的z参数矩阵，z
11
'表示为二端口网络下，1端口的输入阻抗，z
11
'＝z
11
+[z
13 z
14
…z1(n+2)
]
×
m1，z
22
'表示为二端口网络下，2端口的输入阻抗，z
22
'＝z
22
+[z
23 z
24
…z2(n+2)
]
×
m2，z
12
'表示为二端口网络下，2端口至1端口的互阻抗，z
12
'＝z
12
+[z
13 z
14
…z1(n+2)
]
×
m2，z
21
'表示为二端口网络下，1端口至2端口的互阻抗，z
21
'＝z
21
+[z
23 z
24
…z2(n+2)
]
×
m1；
[0031]
(6)、将两个天线间第b个频点对应的频率记为fb，b＝1,2,
…
,n，将两个天线间第1个频点下第a个寄生体结构中负载的电抗记为xla(f1)，第1个频点下第a个寄生体结构中负载的阻抗记为zla(f1)，a＝1,2,
…
,n，zla(f1)＝jxla(f1)，即zla(f1)为xla(f1)的虚部，将第b个频点下第a个寄生体结构中负载的阻抗记为zla(fb)，第b个频点下第a个寄生体结构中负载的电抗记为xla(fb)，如果第b个频点下第a个寄生体结构中负载为电容，则该负载的电抗为此时，如果第b个频点下第a个寄生体结构中负载为电感，则该负载的电抗为此时
[0032]
(7)、根据式(1)，两个天线与n个寄生体结构构成n+2端口网络，在第b个频点下，该n+2端口网络的电压与电流的关系采用矩阵形式表示为：
[0033][0034]
式(10)中，v1(fb)为在第b个频点下该n+2端口网络中1端口的电压，v2(fb)为在第b个频点下该n+2端口网络中2端口的电压，以此类推，v
n+2
(fb)为在第b个频点下该n+2端口网络中n+2端口的电压；i1(fb)为在第b个频点下流经该n+2端口网络中1端口的电流，i2(fb)为在第b个频点下流经该n+2端口网络中2端口的电流，以此类推，i
n+2
(fb)为在第b个频点下流经该n+2端口网络中n+2端口的电流；为在第b个频点下该n+2端口网络的z参数矩阵，当w＝v时，z
wv
(fb)表示在第b个频点下，该n+2端口网络w端口的输入阻抗，当w≠v时，z
wv
(fb)表示在第b个频点下，该n+2端口网络中v端口至w端口的互阻抗，其中w＝1,2,
…
,n+2，v＝1,2,
…
,n+2。
[0035]
(8)、将步骤(6)中确定的第b个频点下，第a个寄生体结构中负载的阻抗zla(fb)对应于式(2)中的阻抗zla，得到式(11)：
[0036][0037]
(9)、根据(11)得到式(12)：
[0038][0039]
将式(12)写成矩阵形式得到式(13)：
[0040][0041]
(10)、令则根据式(13)得到式
[0042]
(14)：
[0043][0044]
(11)、令由此可以得到式(15)：
[0045][0046]
根据式(10)可以得到：
[0047][0048]
将式(15)带入到式(16)中可得式(17)：
[0049][0050]
此时，二端口网络的电压和电流的关系采用矩阵形式表示为：
[0051][0052]
其中，z
11
'(fb)＝z
11
(fb)+[z
13
(fb)z
14
(fb)
…z1(n+2)
(fb)]
×
m1(fb)，z
11
'(fb)表示在第b个频点下，二端口网络的1端口的输入阻抗；z
22
'(fb)＝z
22
(fb)+[z
23
(fb)z
24
(fb)
…z2(n+2)
(fb)]
×
m2(fb)，z
22
'(fb)表示在第b个频点下，二端口网络的2端口的输入阻抗；
[0053]z12
'(fb)＝z
12
(fb)+[z
13
(fb)z
14
(fb)
…z1(n+2)
(fb)]
×
m2(fb)，z
12
'(fb)表示在第b个频点下，二端口网络的2端口至1端口的互阻抗；z
21
'(fb)＝z
21
(fb)+[z
23
(fb)z
24
(fb)
…z2(n+2)
(fb)]
×
m1(fb)，z
21
'(fb)表示在第b个频点下，二端口网络的1端口至2端口的互阻抗；将第b个频点下，二端口网络的1端口至2端口的互导纳记为y
12
'(fb)，由二端口网络的各参量转换公式可得y
12
'(fb)表示为：
[0054][0055]
(12)设定中间参数d(fb)，令其中，re{y
12
'(fb)}为y
12
'(fb)的实部，im{y
12
'(fb)}为y
12
'(fb)的虚部；给第1个频点下，第a个寄生体结构中负载的电抗xla(f1)在赋值范围(a1,a2)内随机赋值，其中a1的取值范围为(-1
×
106,-1
×
104)，a2的取值范围为(1
×
10-4
,1
×
108)，若此时第a个寄生体结构中负载的电抗赋值为正，则此时该寄生体结构中负载确定为电感，继而得到第b个频点下第a个寄生体结构中负载的电抗为若此时第a个寄生体结构中负载的电抗赋值为负，此时该寄生体结构中负载确定为电容，继而得到第b个频点下第a个寄生体结构中负载的电抗为此时再通过步骤(6)-(11)得到y
12
'(fb)，取y
12
'(fb)的实部和虚部得到中间参数d(fb)，此时得到d(f1)至d(fn)，d(fb)对应于第b个频点，构建一个用于存储数据的集合d，将当前得到的d(f1)至d(fn)中取值最大的作为集合d的一个数据存入到集合d中，然后再次给第1个频点下的第a个寄生体结构中负载的电抗xla(f1)在赋值范围(a1,a2)内随机赋值，按照上述相同的方法再次向集合d中存入一个数据，直至集合d中存入q个数据，q即优化的次数，q为大于等于500的整数；此时取该集合d中取值最小的数据，将其记为mind，mind对应的频点下n个寄生体结构中负载的电抗赋值作为最终选定的各负载对应的电抗值；
[0056]
(13)确定步骤(12)得到的n个寄生体结构中负载的电抗大于0的数量，将该数量记为m，则n个寄生体结构中负载为电感的数量为m个，为电容的数量为n-m个，将负载为电感的m个寄生体结构按照原来编号从小到大的顺序再次按照1到m重新编号，则负载为电感的m个寄生体结构中第x个寄生体结构中负载的电感值xl
x
为负载为电感的m个寄生体结构中第x个寄生体结构中负载的电抗，x＝1,2,
…
,m，将负载为电容的n-m个寄生体结构按照原来编号从小到大的顺序再次按照1到n-m重新编号，负载为电容的n-m个寄生体结构中第y个寄生体结构中负载的电容值xly为负载为电容的n-m个寄生体结构中第y个寄生体结构中电容的电抗值，y＝1,2,
…
,n-m。
[0057]
所述的拓扑结构中电容和电感的参数取值按照以下方法进行选择：
[0058]
(1)当n为1时，此时对单个频点进行去耦，选用一个电容或者电感作为拓扑结构的负载，该负载的电纳y＝im{y
12
'(f1)}，经过拓扑结构后，两天线之间的互导纳的虚部为im{y
12”(f1)}＝im{y
12
'(f1)}-y＝0，实现虚部为零的目的，此时该负载的电纳值若大于零，则为电容，其电容值该负载的电纳值若小于零，则为电感，其电感值
[0059]
(2)当n为大于等于2的整数时，此时需要n-1个lc电路和一个为电容或者电感的负载，将两个天线间第1个频点下拓扑结构的第β个lc电路中电容c
β
(f1)的电纳记为xc
β
(f1)，该电容的电容值为c
β
，β＝1,2,
…
,n-1；第1个频点下拓扑结构的第β个lc电路中电感l
β
(f1)的电纳记为xl
β
(f1)，该电感的电感值为l
β
。第b个频点下第β个lc电路中电容的电纳记为xc
β
(fb)，第b个频点下第β个lc电路中电感的电纳记为xl
β
(fb)，
若另外一个负载为电容，则第1个频点下该电容c'(f1)的电纳记为xc'(f1)，该电容的电容值为c
′
，第b个频点下该电容的电纳记为xc'(fb)，此时有式(20)成立：
[0060][0061]
若另外一个负载为电感时，第1个频点下该电感l'(f1)的电纳记为xl'(f1)，该电感的电感值为l'第b个频点fb下该电感的电纳记为xl'(fb)，此时有式(21)成立：
[0062][0063]
式(20)和(21)均为由n-1个电容、n-1个电感以及一个负载的电纳作为未知数的n维方程组，分别计算得到多组解，选择使得xc
β
(f1)＞0,xc'(f1)＞0，xl
β
(f1)＜0,xl’(f1)＜0同时成立的实数解作为未知数的值，继而得到第β个lc电路中电容的电容值电感的电感值当负载为电容时，该负载的电容值当负载为电感时，该负载的电感值
[0064]
与现有技术相比，本发明的优点在于通过寄生体结构和拓扑结构来构成去耦结构，寄生体结构和拓扑结构这两种结构的主要部分就是电容、电感和传输线，在实际应用中，实现该结构的贴片电容和贴片电感的尺寸相对都较小，所以整个结构的体积较小，能够满足当前产品小型化的需求，除此之外，由于寄生体结构和拓扑结构都是置于两个天线之间，对于天线的结构没有过大的要求且外部因素对电容和电感的影响较小，因此空间环境的需求较小，另外，寄生体结构为传输线接一个负载，负载的另一端接地，负载可以为电容
或者电感，而拓扑结构则是主要是由包括电容和电感的lc电路构成的，寄生体结构和拓扑结构构成都比较简单的，且具备一定的规律性，由此，通过寄生体结构和拓扑结构这两个结构，能够利用一般性的规律，将去耦的频点，从单频点的两个天线间的去耦，一直推广到双频点甚至三个以上频点的两个天线间的去耦，对于任意数量的频点去耦，去耦结构中采用与频点数量相同的寄生体结构，拓扑结构则分为奇数个频点和偶数个频点去耦，对应着有各自的结构，由此本发明既能够适用于具有单频点的两个天线间的去耦，也能够适用于具有双频点以及双频点以上的两个天线间的去耦，可拓展性较强。
附图说明
[0065]
图1为本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐单频点的去耦结构的电路原理图；
[0066]
图2(a)为本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构的拓扑结构中负载采用电容实现的电路原理图；
[0067]
图2(b)为本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构的拓扑结构中负载采用电感实现的电路原理图；
[0068]
图3为本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构在去耦频点为2时的电路原理图；
[0069]
图4为本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构在去耦频点为3时的电路原理图；
[0070]
图5(a)为采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.8ghz和5.7ghz的条件下的s
11
示意图；
[0071]
图5(b)为采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.8ghz和5.7ghz的条件下的s
12
示意图；
[0072]
图6(a)为采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.5ghz和5.4ghz的条件下的s
11
示意图；
[0073]
图6(b)为采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.5ghz和5.4ghz的条件下的s
12
示意图；
[0074]
图7(a)为采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率3.0ghz、4.7ghz和5.5ghz的条件下的s
11
示意图；
[0075]
图7(b)为采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率3.0ghz、4.7ghz和5.5ghz的条件下的s
12
示意图；
[0076]
图8(a)为采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.4ghz、4.8ghz和5.9ghz的条件下的s
11
示意图；
[0077]
图8(b)为采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.4ghz、4.8ghz和5.9ghz的条件下的s
12
示意图。
具体实施方式
[0078]
以下结合附图实施例对本发明作进一步详细描述。
[0079]
实施例：一种基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构，两个天线左右并行间隔设置，将两个天线间需要去耦的频点数量记为n，n为大于等于1的整数，去耦结构包括n个寄生体结构和一个基于谐振电路的拓扑结构，n个寄生体结构均设置在两个天线之间，n个寄生体结构沿一行从左向右间隔分布，每相邻两个寄生体结构之间具有一段距离，
[0080]
将位于左侧的天线称为天线1，位于右侧的天线称为天线2，对n个寄生体结构按照从左向右顺序采用1-n依次编号，其中，第1个寄生体结构与天线1之间具有一段距离，第n个寄生体结构与天线2之间具有一段距离，每个寄生体结构分别由一根传输线和一个负载构成，传输线的一端和负载的一端连接，负载的另一端接地，负载从电容和电感中选择其一，n个寄生体结构中，任意两个寄生体结构中负载以及负载参数的选择能够相同也能够不同，n个寄生体结构中的负载及负载参数选择后能够使两个天线在每个频点处的互导纳的实部接近于零，当负载为电容时，负载参数为电容值，当负载为电感时，负载参数为电感值；
[0081]
如图1所示，当n为1，即两个天线之间需要进行去耦的频点数量只有一个，此时拓扑结构包括一个负载，拓扑结构的负载的一端与天线1连接，拓扑结构的负载的另一端与天线2连接，拓扑结构的负载从电容和电感中选择其一；如图2所示，当n为大于等于2的整数时，拓扑结构包括n-1个lc电路和一个负载，每个lc电路分别由一个电容和一个电感构成，每个lc电路中，电容的一端和电感的一端连接，电容的另一端作为lc电路的一端，电感的另一端作为lc电路的另一端，n-1个lc电路的一端均与天线1连接，n-1个lc电路的另一端均与天线2连接，负载的一端与天线1连接，负载的另一端与天线2连接，负载从电容和电感中选择其一，n-1个lc电路中，任意两个lc电路的电容的电容值和电感的电感值的选择能够相同也能够不同，拓扑结构中，n-1个lc电路中电容的电容值、电感的电感值、负载的选择以及负载参数选择后，能够使两个天线在每个频点处的互导纳的虚部为零，其中负载为电容时，负载参数为电容值，负载为电感时，负载参数为电感值。
[0082]
本实施例中，n个寄生体结构中的负载按照以下方法进行选择：
[0083]
(1)在对两个天线间n个频点进行去耦时，每个天线的后端都需要设置分配端口进行激励，每个寄生体结构处也分别会设置一个分配端口进行激励，将天线1对应的分配端口称为1端口，天线2对应的分配端口称为2端口，将第1个寄生体结构对应的分配端口称为3端口，第2个寄生体结构对应的分配端口称为4端口，以此类推，第n个寄生体结构对应的分配端口称为n+2端口，此时两个天线与n个寄生体结构构成n+2端口网络，该n+2端口网络的电压与电流的关系采用式(1)表示为：
[0084][0085]
式(1)中，v1为该n+2端口网络中1端口的电压，v2为该n+2端口网络中2端口间的电压，v3为该n+2端口网络中3端口间的电压，以此类推，v
n+2
为该n+2端口网络中n+2端口的电
压，i1为流经该n+2端口网络中1端口的电流，i2为流经该n+2端口网络中2端口的电流，i3为流经该n+2端口网络中3端口的电流，以此类推，i
n+2
为流经该n+2端口网络中n+2端口的电流；
[0086]
为该n+2端口网络的z参数矩阵，当p＝q时，z
pq
表示该n+2端口网络中p端口的输入阻抗，当p≠q时，z
pq
表示该n+2端口网络中q端口至p端口的互阻抗，其中p＝1,2,
…
,n+2，q＝1,2,
…
,n+2；
[0087]
(2)对于该n个寄生体结构，存在n个负载，这些负载或者为电容或者为电感，在任意频点下，将n个负载的阻抗分别记为zl1、zl2、
…
、zln，i＝1,2,
…
,n，zli为第i个寄生体结构的负载的阻抗，若该负载为电容，则ci为该负载的电容值，若该负载为电感，则zli＝j
×
2πfli，li为该负载的电感值，其中，f为任意频点对应的频率，j表示虚数；此时可以得到任意频点下v3、v4、
…
、v
n+2
与各个寄生体结构中各负载的阻抗zl1、zl2、
…
、zln之间的关系，将该关系采用式(2)表示为：
[0088][0089]
(3)、根据式(2)得到式(3)：
[0090][0091]
将式(3)写成矩阵形式，得到式(4)：
[0092][0093]
(4)、令则经由式(4)得到式(5)：
[0094]
[0095]
(6)、令由此可以得到式(6)：
[0096][0097]
根据公式(1)可得到式(7)：
[0098][0099]
将式(6)带入到(7)中可得式(8)：
[0100][0101]
此时，经过n个寄生体结构后，两个天线和n个寄生体结构构成的n+2端口网络变成了只有两个天线构成的二端口网络，天线1对应的是1端口，天线2对应的是2端口，式(8)即为该二端口网络的电压和电流的关系，将式(8)写成矩阵形式，得到式(9)：
[0102][0103]
式(9)中，为二端口网络的z参数矩阵，z
11
'表示为二端口网络下，1端口的输入阻抗，z
11
'＝z
11
+[z
13 z
14
…z1(n+2)
]
×
m1，z
22
'表示为二端口网络下，2端口的输入阻抗，z
22
'＝z
22
+[z
23 z
24
…z2(n+2)
]
×
m2，z
12
'表示为二端口网络下，2端口至1端口的互阻抗，z
12
'＝z
12
+[z
13 z
14
…z1(n+2)
]
×
m2，z
21
'表示为二端口网络下，1端口至2端口的互阻抗，z
21
'＝z
21
+[z
23 z
24
…z2(n+2)
]
×
m1；
[0104]
(6)、将两个天线间第b个频点对应的频率记为fb，b＝1,2,
…
,n，将两个天线间第1个频点下第a个寄生体结构中负载的电抗记为xla(f1)，第1个频点下第a个寄生体结构中负载的阻抗记为zla(f1)，a＝1,2,
…
,n，zla(f1)＝jxla(f1)，即zla(f1)为xla(f1)的虚部，将第b个频点下第a个寄生体结构中负载的阻抗记为zla(fb)，第b个频点下第a个寄生体结构中负载的电抗记为xla(fb)，如果第b个频点下第a个寄生体结构中负载为电容，则该负载的电抗为此时，如果第b个频点下第a个寄生体结构中负载为电感，则该负载的电抗为此时
[0105]
(7)、根据式(1)，两个天线与n个寄生体结构构成n+2端口网络，在第b个频点下，该
n+2端口网络的电压与电流的关系采用矩阵形式表示为：
[0106][0107]
式(10)中，v1(fb)为在第b个频点下该n+2端口网络中1端口的电压，v2(fb)为在第b个频点下该n+2端口网络中2端口的电压，以此类推，v
n+2
(fb)为在第b个频点下该n+2端口网络中n+2端口的电压；i1(fb)为在第b个频点下流经该n+2端口网络中1端口的电流，i2(fb)为在第b个频点下流经该n+2端口网络中2端口的电流，以此类推，i
n+2
(fb)为在第b个频点下流经该n+2端口网络中n+2端口的电流；为在第b个频点下该n+2端口网络的z参数矩阵，当w＝v时，z
wv
(fb)表示在第b个频点下，该n+2端口网络w端口的输入阻抗，当w≠v时，z
wv
(fb)表示在第b个频点下，该n+2端口网络中v端口至w端口的互阻抗，其中w＝1,2,
…
,n+2，v＝1,2,
…
,n+2。
[0108]
(8)、将步骤(6)中确定的第b个频点下，第a个寄生体结构中负载的阻抗zla(fb)对应于式(2)中的阻抗zla，得到式(11)：
[0109][0110]
(9)、根据(11)得到式(12)：
[0111][0112]
将式(12)写成矩阵形式得到式(13)：
[0113][0114]
(10)、令则根据式(13)得到式(14)：
[0115][0116]
(11)、令由此可以得到式(15)：
[0117][0118]
根据式(10)可以得到：
[0119][0120]
将式(15)带入到式(16)中可得式(17)：
[0121][0122]
此时，二端口网络的电压和电流的关系采用矩阵形式表示为：
[0123][0124]
其中，z
11
'(fb)＝z
11
(fb)+[z
13
(fb)z
14
(fb)
…z1(n+2)
(fb)]
×
m1(fb)，z
11
'(fb)表示在第b个频点下，二端口网络的1端口的输入阻抗；z
22
'(fb)＝z
22
(fb)+[z
23
(fb)z
24
(fb)
…z2(n+2)
(fb)]
×
m2(fb)，z
22
'(fb)表示在第b个频点下，二端口网络的2端口的输入阻抗；
[0125]z12
'(fb)＝z
12
(fb)+[z
13
(fb)z
14
(fb)
…z1(n+2)
(fb)]
×
m2(fb)，z
12
'(fb)表示在第b个频点下，二端口网络的2端口至1端口的互阻抗；z
21
'(fb)＝z
21
(fb)+[z
23
(fb)z
24
(fb)
…z2(n+2)
(fb)]
×
m1(fb)，z
21
'(fb)表示在第b个频点下，二端口网络的1端口至2端口的互阻抗；将第b个频点下，二端口网络的1端口至2端口的互导纳记为y
12
'(fb)，由二端口网络的各参量转换公式可得y
12
'(fb)表示为：
[0126][0127]
(12)设定中间参数d(fb)，令其中，re{y
12
'(fb)}为y
12
'(fb)的实部，im{y
12
'(fb)}为y
12
'(fb)的虚部；给第1个频点下，第a个寄生体结构中负载的电抗xla(f1)在赋值范围(a1,a2)内随机赋值，其中a1的取值范围为(-1
×
106,-1
×
104)，a2的取值范围为(1
×
10-4
,1
×
108)，若此时第a个寄生体结构中负载的电抗赋值为正，则此时该寄生体结构中负载确定为电感，继而得到第b个频点下第a个寄生体结构中负载的电抗为若此时第a个寄生体结构中负载的电抗赋值为负，此时该寄生体结构中负载确定为电容，继而得到第b个频点下第a个寄生体结构中负载的电抗为此时再通过步骤(6)-(11)得到y
12
'(fb)，取y
12
'(fb)的实部和虚部得到中间参数d(fb)，此时得到d(f1)至d(fn)，d(fb)对应于第b个频点，构建一个用于存储数据的集合d，将当前得到的d(f1)至d(fn)中取值最大的作为集合d的一个数据存入到集合d中，然后再次给第1个频点下的第a个寄生体结构中负载的电抗xla(f1)在赋值范围(a1,a2)内随机赋值，按照上述相同的方法再次向集合d中存入一个数据，直至集合d中存入q个数据，q即优化的次数，q为大于等于500的整数；此时取该集合d中取值最小的数据，将其记为mind，mind对应的频点下n个寄生体结构中负载的电抗赋值作为最终选定的各负载对应的电抗值；
[0128]
(13)确定步骤(12)得到的n个寄生体结构中负载的电抗大于0的数量，将该数量记为m，则n个寄生体结构中负载为电感的数量为m个，为电容的数量为n-m个，将负载为电感的m个寄生体结构按照原来编号从小到大的顺序再次按照1到m重新编号，则负载为电感的m个寄生体结构中第x个寄生体结构中负载的电感值xl
x
为负载为电感的m个寄生体结构中第x个寄生体结构中负载的电抗，x＝1,2,
…
,m，将负载为电容的n-m个寄生体结构按照原来编号从小到大的顺序再次按照1到n-m重新编号，负载为电容的n-m个寄生体结构中第y个寄生体结构中负载的电容值xly为负载为电容的n-m个寄生体结构中第y个寄生体结构中电容的电抗值，y＝1,2,
…
,n-m。
[0129]
本实施例中，拓扑结构中电容和电感的参数取值按照以下方法进行选择：
[0130]
(1)当n为1时，此时对单个频点进行去耦，选用一个电容或者电感作为拓扑结构的负载，该负载的电纳y＝im{y
12
'(f1)}，经过拓扑结构后，两天线之间的互导纳的虚部为im{y
12”(f1)}＝im{y
12
'(f1)}-y＝0，实现虚部为零的目的，此时该负载的电纳值若大于零，则为电容，其电容值该负载的电纳值若小于零，则为电感，其电感值
[0131]
(2)当n为大于等于2的整数时，此时需要n-1个lc电路和一个为电容或者电感的负载，将两个天线间第1个频点下拓扑结构的第β个lc电路中电容c
β
(f1)的电纳记为xc
β
(f1)，该电容的电容值为c
β
，β＝1,2,
…
,n-1；第1个频点下拓扑结构的第β个lc电路中电感l
β
(f1)的电纳记为xl
β
(f1)，该电感的电感值为l
β
。第b个频点下第β个lc电路中电容的电纳记为xc
β
(fb)，第b个频点下第β个lc电路中电感的电纳记为xl
β
(fb)，
若另外一个负载为电容，则第1个频点下该电容c'(f1)的电纳记为xc'(f1)，该电容的电容值为c
′
，第b个频点下该电容的电纳记为xc'(fb)，此时有式(20)成立：
[0132][0133]
若另外一个负载为电感时，第1个频点下该电感l'(f1)的电纳记为xl'(f1)，该电感的电感值为l'第b个频点fb下该电感的电纳记为xl'(fb)，此时有式(21)成立：
[0134][0135]
式(20)和(21)均为由n-1个电容、n-1个电感以及一个负载的电纳作为未知数的n维方程组，分别计算得到多组解，选择使得xc
β
(f1)＞0,xc'(f1)＞0，xl
β
(f1)＜0,xl’(f1)＜0同时成立的实数解作为未知数的值，继而得到第β个lc电路中电容的电容值电感的电感值当负载为电容时，该负载的电容值当负载为电感时，该负载的电感值
[0136]
为验证本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构的优越性，通过以下方式进行验证。
[0137]
采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有两个去耦频点的两个天线进行去耦，电路原理图如图3所示。天线1和天线2是对紧凑型的天线，由于两根天线之间的间距较近，因此会产生耦合效应的影响，本发明对两个天线之间在两个频点f1和f2处进行去耦。采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构
对具有三个去耦频点的两个天线进行去耦，电路原理图如图4所示。天线1和天线2是对紧凑型的天线，由于两根天线之间的间距较近，因此会产生耦合效应的影响，本发明对两个天线之间在三个频点f1、f2和f3处进行去耦。两个天线之间的隔离度则是取传输系数s
12
的模值，隔离度越大，说明两个天线之间的耦合影响越小。
[0138]
图3中，a平面处，两个天线和两个寄生体结构中的传输线构成了一个四端口网络，此时对于该四端口网络选用s
a11
(f1)和s
a11
(f2)作为反射系数，s
a12
(f1)和s
a12
(f2)作为传输系数。在b平面处，两个天线对经过两个寄生体结构后构成二端口网络，此时对于该二端口网络选用s
b11
(f1)和s
b11
(f2)作为反射系数，s
b12
(f1)和s
b12
(f2)作为传输系数，y
b12
(f1)和y
b12
(f2)作为互导纳。两个寄生体结构中的负载使得在f1和f2处的re{y
b12
}都接近于零。在c平面处，选用s
c11
(f1)和s
c11
(f2)作为反射系数，s
c12
(f1)和s
c12
(f2)作为传输系数，y
c12
(f1)和y
c12
(f2)作为互导纳，拓扑结构使得在f1和f2处的im{y
c12
}都为零。由此，天线1与天线2之间在高频和低频处的互导纳接近于零，完成了去耦。以上为本次发明的去耦方法的整体结构。去耦完成后在1端口和2端口处分别设置匹配电路进行匹配，d平面处，选用s
d11
(f1)和s
d11
(f2)作为反射系数，s
d12
(f1)和s
d12
(f2)作为传输系数，匹配电路的选择则是使得在高频和低频处的反射系数满足-10db的要求。
[0139]
图4中，在a平面处，两个天线和三个寄生体结构中的传输线构成了一个五端口网络，此时对于该五端口网络选用s
a11
(f1)、s
a11
(f2)和s
a11
(f3)作为反射系数，s
a12
(f1)、s
a12
(f2)和s
a12
(f3)作为传输系数。在b平面处，两个天线经过三个寄生体结构后，构成二端口网络，此时对于该二端口网络选用s
b11
(f1)、s
b11
(f2)和s
b11
(f3)作为反射系数，s
b12
(f1)、s
b12
(f2)和s
b12
(f3)作为传输系数，y
b12
(f1)、y
b12
(f2)和y
b12
(f3)作为互导纳。三个寄生体结构使得f1、f2和f3处的re{y
b12
}都接近于零。在c平面处，选用s
c11
(f1)、s
c11
(f2)和s
c11
(f3)作为反射系数，s
c12
(f1)、s
c12
(f2)和s
c12
(f3)作为传输系数，y
c12
(f1)、y
c12
(f2)和y
c12
(f3)作为互导纳。拓扑结构使得f1、f2和f3处的im{y
c12
}都为零。由此实现了在三个频点处的去耦。最后通过匹配电路对各个端口进行匹配，d平面处，选用s
d11
(f1)、s
d11
(f2)和s
d11
(f3)作为反射系数，s
d12
(f1)、s
d12
(f2)和s
d12
(f3)作为传输系数。
[0140]
两个天线之间实现去耦主要是满足大隔离度的需求，而实现大隔离度则是需要使两各天线间的互导纳为零或接近于零。互导纳分为实部与虚部，本发明中的寄生体结构使互导纳的实部尽可能接近零，而拓扑结构则是实现互导纳的虚部为零。
[0141]
以图3中两频点去耦的拓扑结构为例，根据上述的经过寄生体结构后两个天线之间在高低频点处的互导纳的实部接近于零，此时对应高低频处互导纳的虚部分别为im{y
b12
(f1)}和im{y
b12
(f2)}。假设该拓扑结构为电容和电感串联形成的lc电路再并联上一个负载，若此负载为电感，在低频下lc电路的电容的电纳值为yl1＝2πf1c1，lc电路的电感的电纳值为负载的电纳值为此时可以得到：
[0142][0143]
这是一个三元二维的方程组，其中电容和电感的电纳值为变量，根据方程组将yl1、yl2用f1、f2、im{y
b12
(f1)}、im{y
b12
(f2)}和yl3表示可以得到：
[0144][0145]
其中需要满足yl1＞0，yl2＜0，yl3＜0。由此可以通过确定yl3的范围来得出其他两个电容和电感的电纳值。根据im{y
b12
(f1)}和im{y
b12
(f2)}的正负会有四种情况，对这四种情况以此进行分析可以得到：
[0146]
①
[0147]
②
[0148]
③
[0149]
④
[0150][0151]
从上述分析中就可以得到yl3分别在四种情况下的范围，只要在给定的范围内选取yl3的值，就能确定yl1和yl2的值，从而实现im{y
c12
(f1)}＝0和im{y
c12
(f2)}＝0的理论去耦效果。
[0152]
但是其中有些情况下会出现yl3的范围是个空集的情况，此时可以将并联的电感换成电容，此时低频下lc电路的电容的电纳值为yl1＝2πf1c1＞0，lc电路的电感的电纳值为负载的电纳值为yl3＝2πf1c2＞0。跟上述分析方法一致，对四种情况得到以下的yl3的范围：
[0153]
①
[0154]
②
[0155]
③
[0156][0157]
④
[0158][0159]
由此电容串联上电感(lc电路)后再整体并联上一个电容或者电感的结构能够涵盖两频点去耦的所有情况。同时能够使得在去耦过程中两个天线间的互导纳的虚部完全为零的理想理论结果。同样地，对于三频点去耦的结构在推导过程中也是通过该种方式进行对八种情况的分析，拓扑结构为4个电容和电感构成的2个lc电路再并上一个电容或者电感，它是利用五个变量对三维的方程组进行求解，因此也是能够包含所有情况的。将该结构推广至n频点去耦，则需要利用n-1个lc电路并上电容或者电感，构成对应合适的拓扑结构，从而实现在多频点上的去耦。
[0160]
将图3中的两个天线采用一对f型天线实现，在两个频点下，利用本发明进行去耦。为了测试本发明能够一般性应用于多数天线的多频去耦，所以对两个f型天线分别选取了两组双频点去耦的频率和两组三频点去耦的频率进行去耦，并最终进行阻抗匹配，观察其在a、c、d三个平面上的反射系数和传播系数的值。其中采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.8ghz和5.7ghz的条件下的s
11
示意图如图5(a)所示；采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.8ghz和5.7ghz的条件下的s
12
示意图如图5(b)所示；采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.5ghz和5.4ghz的条件下的s
11
示意图如图6(a)所示；采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有2个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.5ghz和5.4ghz的条件下的s
12
示意图如图6(b)所示；采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有3个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率3.0ghz、4.7ghz和5.5ghz的条件下的s
11
示意图如图7(a)所示；采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有3个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率3.0ghz、4.7ghz和5.5ghz的条件下的s
12
示意图如图7(b)所示；采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有3个频点的两个天线进行去耦后，两个天
线在频率2.4ghz、4.8ghz和5.9ghz的条件下的s
11
示意图如图8(a)所示；采用本发明的基于寄生体的两个天线间可调谐多频点的去耦结构对具有3个频点的两个天线进行去耦后，两个天线在频率2.4ghz、4.8ghz和5.9ghz的条件下的s
12
示意图如图8(b)所示。
[0161]
分析图5(a)可以看到去耦以后c平面处的反射系数s
c11
(f1)＝-7.361db和s
c11
(f2)＝-5.593db，此时由于去耦导致反射系数参数在高低频下都比较差，因此加入了匹配网络后得到的d平面处的反射系数为s
d11
(f1)＝-11.816db和s
d11
(f2)＝-11.823db，达到了匹配后反射系数小于-10db的需求。此时再看图5(b)的s
12
的示意图，对于a平面处，原始天线在高低频上的传输系数s
a12
(f1)＝-9.278db和s
a12
(f2)＝-12.857db可以看出耦合度还是比较高的；而去耦以后c平面处传输系数为s
c12
(f1)＝-26.579db和s
c12
(f2)＝-38.378db，可以明显的看到其传输系数都下降了15-20db左右，能够很好地实现去耦。
[0162]
分析图6(a)可以得到最终的去耦匹配后d平面处的反射系数为s
d11
(f1)＝-28.167db和s
d11
(f2)＝-17.986db，整体匹配后反射系数满足要求。去耦以后得到的传输系数为s
c12
(f1)＝-25.682db和s
c12
(f2)＝-37.523db。由此看出对于同一个测试天线，选取不同组的两个频点，用本发明中的去耦结构进行每组频点的去耦，最终都能实现提高耦合度。
[0163]
分析图7(a)可知，原始天线在这三个频点上的反射系数为s
a11
(f1)＝-10.621db、s
a11
(f2)＝-5.891db和s
a11
(f3)＝-9.978db。最终去耦匹配后得到的反射系数为s
d11
(f1)＝-15.087db、s
d11
(f2)＝-13.356db和s
d11
(f3)＝-10.964db，满足最终在去耦频点处反射系数小于-10db的要求。分析图7(b)可知原始天线在三个频点上的传输系数为s
a12
(f1)＝-9.944db、s
a12
(f2)＝-22.178db和s
a12
(f3)＝-13.235db，去耦以后得到的传输系数为s
c12
(f1)＝-23.073db、s
c12
(f2)＝-37.729db和s
c12
(f3)＝-26.078db，耦合度都有15db左右的改进。
[0164]
分析图8(a)可知，两个天线的反射系数分别为：在a平面上，s
a11
(f1)＝-21.861db、s
a11
(f2)＝-6.952db和s
a11
(f3)＝-6.160db；在c平面上，s
c11
(f1)＝-10.096db、s
c11
(f2)＝-6.459db和s
c11
(f3)＝-3.038db；在d平面上，s
d11
(f1)＝-16.898db、s
d11
(f2)＝-19.999db和s
d11
(f3)＝-12.084db。分析图8(b)可知，在不同平面上，其传输系数分别为：在a平面上，s
a12
(f1)＝-8.624db、s
a12
(f2)＝-21.008db和s
a12
(f3)＝-12.259db；在c平面上，s
c12
(f1)＝-19.068db、s
c12
(f2)＝-43.904db和s
c12
(f3)＝-40.631db。由此看出，对于该测试天线来说，选取不同的去耦频点进行，能够对三频点去耦具有一般性的结构规律。
[0165]
本发明以该两个f型天线为例，选取了两个频点和三个频点各两组进行仿真，从结果中来看，本发明的去耦结构能够很好应用于多频点可调谐的去耦。因此对于该结构能够推广至多数的天线，在n个频点上的去耦工作。