一种用于旋转行波振荡器的传输线模块及其设计方法

1.本发明涉及旋转行波振荡器，特别是涉及一种用于旋转行波振荡器的传输线模块及其设计方法。


背景技术：

2.现有的旋转行波振荡器（rtwo）一般用作时钟网络的信号源或者用来提供多相位信号，而目前的旋转行波振荡器与传统的lc振荡器相比综合性能（fom）差距较大，目前同频率下lc振荡器综合性能能比旋转行波振荡器高5db。这主要由两个方面导致，一方面旋转行波振荡器需要采用多组反相器对来维持振荡，且目前没有较好的拓扑结构来减少反相器对引入的相位噪声。另一方面构成旋转行波振荡器的传输线的品质因数与同频率的电感相比通常低很多，这同样会恶化相位噪声，最终导致旋转行波振荡器较差的fom值。


技术实现要素：

3.本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种用于旋转行波振荡器的传输线模块及其设计方法，传输线模块与传统结构在品质因数上有了很大提高，解决了现有旋转行波振荡器相比lc振荡器谐振腔品质因数较差的问题。
4.本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种用于旋转行波振荡器的传输线模块，包括衬底，所述衬底的上表面设置有接地金属层，即金属地，所述金属地带有矩形槽，所述矩形槽沿槽长所在方向贯穿金属地的前后两侧，且矩形槽的厚度与金属地的厚度相同，所述矩形槽内填充有与矩形槽形状尺寸相同的硅介质板，所述硅介质板的上表面沿矩形槽槽长所在方向设置有两根平行的传输线。
5.一种用于旋转行波振荡器的传输线模块的设计方法，包括以下步骤：s1.根据旋转行波振荡器所需的频率f，确定整个传输线一个波长的长度λ=u/f，其中u是波在传输线介质中的传播速度；将整个传输线的总长度设定为一个波长的长度λ附近变动；s2.设整个传输线围成莫比乌斯环形状, 根据旋转行波振荡器所需的相位数k，将整个传输线总长度除以相数k，得到每段长度为l=λ/k的传输线模块；s3.对于任一段传输线模块，设其中每一条传输线宽度为w
t
，两条传输线之间的间距为s
t
，金属地上开设的矩形槽宽度，即开设矩形槽后，分割得到的两块金属地之间的间距为sm；s4.初始化sm为零，初始化传输线间距s
t
为s
t0
，初始化传输线宽度w
t
为w
t0
，其中s
t0
、w
t0
为预先设定的初始参数，分别表征传输线间距的最小值和传输线宽度的最大值；设定步进值
∆
sm，传输线间距s
t
保持s
t0
不变，传输线宽度w
t
保持w
t0
不变，从0开始逐步增加sm的值，每次增加一个步进值
∆
sm；然后对不同sm下的传输线模块进行电磁场仿真得到传输线模块的rlgc参数，并计算不同sm下的传输线品质因数q
lump
；当sm增加而传输线品质因数q
lump
无明显变高的时候，选取此时sm的数值最终的金
属地之间的间距，其中，q
lump
无明显变高是指q
lump
的增加值小于设定阈值；s5.设定步进值
∆st
，传输线宽度w
t
保持w
t0
不变，金属地之间的间距sm采用步骤s4得到的值并保持不变；从s
t0
开始，不断增加s
t
，每次增加一个步进值
∆st
，然后对不同s
t
下的传输线模块进行电磁场仿真得到传输线模块的rlgc参数，并计算不同s
t
下的传输线品质因数q
lump
；直到随着s
t
增加，q
lump
恶化为止；选取最高的q
lump
对应的s
t
作为最终的传输线间距；其中，q
lump
恶化即q
lump
变小；s6.设定步进值
∆wt
，金属地之间的间距sm采用步骤s4得到的值并保持不变，传输线间距s
t
采用步骤s5得到的值并保持不变；从w
t0
开始，逐步减小w
t
的值，每次减小
∆wt
，然后对不同w
t
下的传输线模块进行电磁场仿真得到传输线模块的rlgc参数，并计算不同w
t
下的传输线品质因数q
lump
直到随着w
t
减少，q
lump
恶化为止，选取最高的q
lump
对应的w
t
作为最终的传输线宽度；其中，q
lump
恶化即q
lump
变小。
6.所述设计方法还包括步骤s7：对于莫比乌斯环形状中的每一个传输线模块，使其传输线宽度为w
t
，传输线之间的间距为s
t
，金属地之间的间距为sm均采用步骤s4~s6中得到的数据。
7.所述传输线模型的品质因数q
lump
计算方式如下：计算传输线的传播常数：计算传输线的传播常数：为传输线传播常数，为传输线衰减常数，为传输线相位传播常数；将传输线传播常数也用
ꢀꢀ
：设r为单位长度电阻，l为单位长度电感，g为单位长度电导，c为单位长度电容，公式如下，得到：确定传输线模块输入阻抗 ：其中 ， 为工作频率，l为传输线长度；计算传输线模块的品质因数，经化简得:。
8.本发明的有益效果是：本发明的传输线模块与传统结构在品质因数上有了很大提高，解决了现有旋转行波振荡器相比lc振荡器谐振腔品质因数较差的问题。
附图说明
9.图1为本发明的原理示意图；图2为传统传输线模块的原理示意图；图3为实施例中r和g参数与sm的关系示意图；图4为实施例中l和c参数与sm的关系示意图；图5为实施例中仿真下q
dis
和q
lump
与sm的关系示意图；图6为实施例中传统的和140um差分传输线归一化品质因数与频率的关系示意图；图7为实施例中构建的莫比乌斯环示意图；图8为本技术设计的旋转行波振荡器的结构图；图中，1-衬底，2-金属地，3-矩形槽，4-传输线。
具体实施方式
10.下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。
11.如图1所示，一种用于旋转行波振荡器的传输线模块，包括衬底1，所述衬底1的上表面设置有接地金属层，即金属地2，所述金属地2带有矩形槽3，所述矩形槽3沿槽长所在方向贯穿金属地2的前后两侧，且矩形槽3的厚度与金属地2的厚度相同，所述矩形槽3内填充有与矩形槽3形状尺寸相同的硅介质板，所述硅介质板的上表面沿矩形槽3槽长所在方向设置有两根平行的传输线4。
12.在本技术的实施例中所述传输线4为矩形传输线，所述传输线4的宽度小于矩形槽3宽度的二分之一。
13.一种用于旋转行波振荡器的传输线模块的设计方法，包括以下步骤：s1.根据旋转行波振荡器所需的频率f，确定整个传输线一个波长的长度λ=u/f，其中u是波在传输线介质中的传播速度；将整个传输线的总长度设定为一个波长的长度λ附近变动；所述传输线的长度设定为一个波长长度附近变动，是指传输线长度与λ之间差值的绝对值不超过设定阈值。
14.s2.设整个传输线围成莫比乌斯环形状, 根据旋转行波振荡器所需的相位数k，将整个传输线总长度除以相数k，得到每段长度为l=λ/k的传输线模块；所述相数k为8、16或32。
15.s3.对于任一段传输线模块，设其中每一条传输线宽度为w
t
，两条传输线之间的间距为s
t
，金属地上开设的矩形槽宽度，即开设矩形槽后，分割得到的两块金属地之间的间距为sm；s4.初始化sm为零，初始化传输线间距s
t
为s
t0
，初始化传输线宽度w
t
为w
t0
，其中s
t0
、w
t0
为预先设定的初始参数，分别表征传输线间距的最小值和传输线宽度的最大值；设定步进值
∆
sm，传输线间距s
t
保持s
t0
不变，传输线宽度w
t
保持w
t0
不变，从0开始逐步增加sm的值，每次增加一个步进值
∆
sm；然后对不同sm下的传输线模块进行电磁场仿真得到传输线模块的rlgc参数，并计算不同sm下的传输线品质因数q
lump
；当sm增加而传输线品质因数q
lump
无明显变高的时候，选取此时sm的数值最终的金
属地之间的间距，其中，q
lump
无明显变高是指q
lump
的增加值小于设定阈值；s5.设定步进值
∆st
，传输线宽度w
t
保持w
t0
不变，金属地之间的间距sm采用步骤s4得到的值并保持不变；从s
t0
开始，不断增加s
t
，每次增加一个步进值
∆st
，然后对不同s
t
下的传输线模块进行电磁场仿真得到传输线模块的rlgc参数，并计算不同s
t
下的传输线品质因数q
lump
；直到随着s
t
增加，q
lump
恶化为止；选取最高的q
lump
对应的s
t
作为最终的传输线间距；其中，q
lump
恶化即q
lump
变小；s6.设定步进值
∆wt
，金属地之间的间距sm采用步骤s4得到的值并保持不变，传输线间距s
t
采用步骤s5得到的值并保持不变；从w
t0
开始，逐步减小w
t
的值，每次减小
∆wt
，然后对不同w
t
下的传输线模块进行电磁场仿真得到传输线模块的rlgc参数，并计算不同w
t
下的传输线品质因数q
lump
直到随着w
t
减少，q
lump
恶化为止，选取最高的q
lump
对应的w
t
作为最终的传输线宽度；其中，q
lump
恶化即q
lump
变小。
16.所述设计方法还包括步骤s7：对于莫比乌斯环形状中的每一个传输线模块，使其传输线宽度为w
t
，传输线之间的间距为s
t
，金属地之间的间距为sm均采用步骤s4~s6中得到的数据。
17.所述传输线模型的品质因数q
lump
计算方式如下：计算传输线的传播常数： 为传输线传播常数， 为传输线衰减常数， 为传输线相位传播常数；将传输线传播常数 也用 ：设r为单位长度电阻，l为单位长度电感，g为单位长度电导，c为单位长度电容，公式如下，得到：确定传输线模块输入阻抗：其中， 为工作频率，l为传输线长度；计算传输线模块的品质因数，经化简得:。
18.图2为传统传输线模块的原理示意图，可见，本技术与传统传输线模块相比，传输线正下方以及两侧的金属被移除，使得中传输线对地的寄生电容更小。同样采用宽度8um的传输线，电磁仿真可得传统传输线模块中传输线的rlgc参数分别是r=4650ω/m，l=270nh/m，g=0.25s/m，c=150pf/m，而在本技术中r=5000ω/m，l=476nh/m，g=0.75s/m，c=90pf/m。这
说明该设计使用的传输线相比于传统结构会大幅增加l,g的数值，减少c的数值，最终实现更小的r/l与g/c的差值，有利于获得集总模型下高品质因数的传输线模型；此外，本技术中通过改变两根传输线之间的间距sm也可以调节传输线的rlgc参数；在本技术的实施例中，仿真结果如图3~6所示。图3~4说明当差分传输线间距sm增加的时候，g, l也会随之增加，c则会减少，这同样有利于实现更高的传输线品质因数。以140um长，8um宽的差分传输线为例，当改变间距sm时，图5表明q
dis
变化较小，而集总模型下的品质因数q
lump
能够得到明显的优化。如图6所示，在30ghz处，经过优化传输线品质因数q
lump
能够达到以往传统结构的1.67倍。
19.如图7所示，在本技术的实施例中，可按照（a）~（d）四种结构中的任意一种用传输线构造莫比乌斯环，其中莫比乌斯环每一边相邻平行的差分传输线都应满足w
t
，s
t
，sm数值。该莫比乌斯环的拐角也可以用135度钝角代替直角。莫比乌斯环内部金属地可以与外部金属地相连或者不相连，在完成莫比乌斯环和金属地设计后，莫比乌斯环内部的金属地也可以删去。
20.在本技术的实施例中，可以在莫比乌斯环的基础上，连接反相器，形成旋转行波振荡器；图8是该实施例设计的旋转行波振荡器的结构图，该振荡器一共采用八对反相器，能够实现16种不同相位的输出。本发明的传输线模块采用将传输线底下移除金属的设计，实现更高品质因数传输线的目的，有利于获得更低的振荡器相位噪声。可以使得旋转行波振荡器工作范围从24.34ghz到27.54ghz，调谐范围为12.3%。当调谐到27.54 ghz时，测量到的相位噪声为-124.54 dbc/hz，对应的fom为186.7 dbc/hz。该芯片功耗4.6 mw，电源电压为0.74v，在低功耗应用中显示出优势。测试表明，该芯片在功耗2.7mw的情况下仍然可以工作，同时保持最佳的184.6 dbc/hz fom @10mhz。
21.表一总结了最近的旋转行波振荡器和多相位lc振荡器的性能参数，通过比较说明了通过本技术中的传输线，形成的旋转行波振荡器功耗最小，同时综合性能fom在毫米波频段的多相位振荡器中处于领先水平，当采用相同的cmos 65nm工艺，与以往的旋转行波振荡器相比，该设计能够实现超过3db的fom改进，性能也可与更先进的22nm fdi-soi工艺下实现的设计相媲美。得益于优化后的传输线q 值，该设计实现了最高的198.7dbc/hz的fom
p
。
22.其中，
ꢀꢀꢀ
。
23.上述说明示出并描述了本发明的一个优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。