具有初级绕组侧的电流控制和传播延迟补偿的电流转换器的制作方法

本发明涉及具有初级(primary)绕组侧的电流控制和传播延迟补偿的电流转换器。具体地，本公开涉及可以被用在针对固态发光(SSL)装置的电源中的转换器，并且更加具体地涉及包括包含了发光二极管(LED)阵列的灯的装置。

背景技术：

使用LED的发光装置的线下驱动电源包括控制电路和用于保持在控制电路和负载(LED)之间安全绝缘的变压器。在这些电路中，常常希望在不利用使用在次级绕组侧获得的信号的反馈电路的情况下，调节用于驱动LED的直流输出电流。这样，在变压器的次级侧，不需要电流检测元件、参考电压源或故障放大器，也不需要用于将故障信号传递给布置在初级侧的控制电路的光耦合器。通常，还期望高功率因子(Hi-PF，高于0.9)以满足电流谐波的发射限制(根据欧洲标准IEC 61000-3-2和日本标准JEITA-MITI)。

为了获得上述特性，已知例如根据图1的电路图制造的Hi-PF反激式开关转换器(同样参见C.Adragna的"Primary-Controlled High-PF Flyback Converters Deliver Constant Dc Output Current"Europe Power Electronics Conference,Sept.2011，参考其获得更多细节)。

图1示出包括了桥式整流器2和反激式转换器3的电源1。

桥式整流器2具有两个输入端子10a、10b，被设计用于以频率f_L接收交流供电电压V_ac，以及提供输入电压V_in(θ)的两个输出端子，其中θ是供电电压V_ac的相位。桥式整流器2的输出端子分别连接到第一参考电势线(第一接地12)和输入节点13。

反激式转换器3包括滤波电容器C_in，其连接在输入节点13和第一接地12之间并操作为高频平滑滤波器；包括初级绕组L_p、次级绕 组L_s、以及辅助绕组L_aux的变压器4；控制模块15；包括第一分压电阻器R_a和第二分压电阻器R_b的电阻分压器16；由功率晶体管形成的功率开关M，例如MOSFET；具有电阻R_aux的辅助感测电阻器21；具有电阻R_s的初级感测电阻器19；以及钳位电路20。

具体地，变压器4的初级绕组L_p具有连接到输入节点13的第一端子4a和第二端子4b。次级绕组L_s具有第一端子4c和第二端子4d，后者连接到第二参考电势线(第二接地17)。辅助绕组L_aux具有连接到第一接地12的第一端子4e和第二端子4f。如图1所图示，初级、次级和辅助绕组L_p、L_s、L_aux与正极端子4b、4c和4f耦合在一起，。

第一分压电阻器R_a连接在输入节点13和中间节点14之间。第二电阻器R_b具有连接到中间端子14的第一端子和连接到第一接地12的第二端子。中间节点14耦合到控制模块15的第一输入端子MULT并根据下面等式(1)通过电阻分压器16的分压比K_p＝R_b/(R_a+R_b)提供与输入电压V_in(θ)成比例的第一电压信号A(θ)：

A(θ)＝K_pV_in,pk sinθ (1)

其中$V_{in,pk}=\sqrt{2}{V}_{in}$

辅助感测电阻器21连接在辅助绕组L_aux的第二端子4f与控制模块15的第二输入端子ZCD之间。初级感测电阻器19连接在功率开关M的源极端子和第一接地12之间。此外，功率开关M的源极端子连接到控制模块15的第三输入端子CS并向其提供感测电压Vcs(t,θ)，其在功率晶体管M接通时(即，在初级绕组L_p的磁化期间)正比于初级绕组L_p中的电流。事实上，在功率开关M接通时初级感测电阻器19检测在初级绕组L_p中流动的电流I_p(t,θ)。

晶体管M还具有连接到初级绕组L_p的第二端子4b的它的源极端子和连接到控制模块15的输出端子GD的它的栅极端子。

钳位电路20被布置在初级绕组L_p的第一和第二端子4a,4b之间，用于限制例如由寄生电感引起的开关M的漏极端子上的电压尖峰。

在次级绕组L_s侧，反激式转换器3包括输出二极管D和输出电容器C_out。输出电容器C_out例如是电解电容器类型并具有耦合到第一 输出端子22和第二输出端子23的正极板和负极板，第一输出端子22和第二输出端子23进而耦合到负载18。第二输出端子23耦合到第二接地17。输出二极管D具有连接到次级绕组L_s的第一端子4c的它的阳极并具有连接到第一负载端子22的它的阴极。跨输出电容器C_out的电压因此是提供到负载18的输出电压V_out，这里负载18是一系列的二极管，例如LED。

控制模块15包括参考电流源级24和比较器级25。

具体地，参考电流源级24(在专利申请US 2013/0088897中详细描述的)具有连接到控制模块15的第一输入端子MULT的第一输入，连接到控制模块15的第四端子CT的第二输入，以及生成可根据供电电压V_ac的相位θ变化的参考电压V_csREF(θ)的输出27，如在下文中详细解释的。

比较器级25包括比较器26、置位-复位类型的锁存器触发器28。驱动器30、启动电路32、OR类型的逻辑门34，以及过零检测器(ZCD)36。

比较器26具有连接到参考电流源级24的输出27的反向输入和连接到控制模块15的第三输入端子CS的非反向输入。

比较器26的输出连接到触发器28的复位输入R，其输出Q连接到驱动器30的输入，驱动器30的输入耦合到控制模块15的输出端子GD。输触发器28的输出Q进一步通过启动电路32连接到输触发器28的置位输入。具体地，启动电路32的输入连接到触发器28的输出Q，并且启动电路32的输出连接到第一逻辑门34的第一输入。第一逻辑门34具有连接到ZCD电路36的第一输出的第二输入和耦合到触发器28的置位输入的输出。ZCD电路36具有连接到控制模块15的第二输入端子ZCD的输入。

参考电流源级24包括电压控制的电流源40，其具有连接到中间节点14的控制端子；分压器41，连接在中间节点14和控制块15的第四节点CT之间；第一开关42；第二开关43；以及第四电阻器R_T。

电流源40具有提供与输入电压V_in(θ)成比例的电流I_CH(θ)的输出 端子44。第一开关42连接在电流源40的输出端子44与第一接地12之间。第二开关43连接在电流源40的输出端子44与控制模块15的第四端子CT之间。第四电阻器R_T耦合在控制模块15的第四端子CT与第一接地12之间并生成第二电压信号B(θ)。

开关42、43通过由ZCD电路36生成的逻辑类型(相等和反相)的相位信号FWN和FW支配。控制模块15的第四端子CT连接到高值的外部电容器C_T，选择高值以使得第二电压信号的交流分量B(θ)(在等于供电电压V_ac的频率的两倍的频率处)至少以第一近似相比于直流分量B₀可忽略。该条件通常被满足也是因为在Hi-PF反激式转换器中控制回路具有远低于供电电压V_ac的频率的带宽。

图1的电源1的操作在下文中参考图2和图3进行描述，并在上面提及的C.Adragna的论文中详细描述。

应当注意，在反激式转换器3中，当在Hi-PF条件下操作时，滤波电容器C_in不作为能量库操作，以使得输入电压V_in是经整流的正弦(Vin(θ)＝V_in,pk|sinθ|withθ∈(0,π))。

在这些条件中，根据等式(1)，电压A(θ)与输入电压V_in(θ)成比例。此外，如上所述，因为可以将第二电压信号B(θ)相对于直流值B₀近似，所以分压器41的输出上的参考电压V_csREF(θ)为

$V_{csREF}\left(\mathrm{\θ}\right)=K_D\frac{A\left(\mathrm{\θ}\right)}{B_o}---\left(2\right)$

其中K_D是比例常数，等于分压器41的增益。参考电压V_csREF(θ)因此是正弦电压，其值基于等式(1)取决于供电电压V_ac的有效值。

比较器26将参考电压V_csREF(θ)与感测电压Vcs(t,θ)相比较，感测电压Vcs(t,θ)与初级绕组L_p中以及(当开关M接通时)开关M中的电流I_p(t,θ)成比例。

假定开关M初始闭合，则通过初级绕组L_p的电流如感测电压Vcs(t,θ)一样初始增加。当后者到达参考电压V_csREF(θ)时，比较器26切换并重置触发器28的输出。因此，功率开关M被断开。这样，如所述的具有经整流的正弦形状的第一电压信号A(θ)确定初级绕组L_p中的电流I_p(t,θ)的峰值，其因此由经整流的正弦所包络。

当开关M断开时，存储在初级绕组L_p中的能量通过磁耦合被传递到次级绕组L_s，并进而传递到输出电容器C_out和负载18，直到次级绕组L_s完全被去磁化。

在开关M的断开之后并且只要电流在次级绕组L_s中流动，开关M的漏极端子的电压等于V_in(θ)+V_R，其中V_R是所谓的反射电压，等于n·V_out，其中n等于变压器4的初级绕组L_p的匝数和次级绕组L_s的匝数之间的比率。

在次级绕组L_s的去磁化之后，二极管D断开且开关M的漏极端子变为浮置，并且通过由寄生电容与初级绕组L_p振荡所引起的衰减振荡，倾向于假定电压等于输入电压V_in(θ)的瞬时值。然而，跟随变压器的去磁化的开关M的漏极端子上的快速的电压降被耦合到控制模块15的第二输入端子ZCD，并进而通过辅助绕组L_aux和第三电阻器R_aux耦合到ZCD电路36，如在下文中更为详细地描述。

每当ZCD电路36检测到控制模块15的第二输入端子ZCD上的电压的下降沿降低到阈值(图2中的V_ZCDt)之下时，ZCD电路36在其连接到比较器26的输出上生成脉冲S。该脉冲迫使对触发器28置位，触发器28的输出切换，接通功率开关M并引起新的开关循环的开始。

启动电路32通过逻辑门34使得能够在反激式变压器3接通时(即，当还没有信号出现在控制模块15的第二输入端子ZCD上时)，开始第一开关循环，并且在控制模块15的第二输入端子ZCD的信号出于某种原因丢失的情况下，进一步阻止反激式转换器3保持阻断。

ZCD电路36同样生成相位信号FW和FWN，其被提供至开关42、43(如针对信号FW的图2所图示的)。具体地，相位信号FW在变压器的去磁化期间为高，并用于生成第二电压信号B(θ)的正确值，以调节直流输出电流的期望值，如在引用的C.Adragna的论文中示出的。

在图1的电路中，当开关M接通时，控制模块15的第二输入端子ZCD(通过控制器，未图示)连接到第一接地12。因此，跨辅助 感测电阻器21的电压等于辅助绕组L_aux上的辅助电压V_aux。在该周期中，初级感测电阻器19上和开关M上的电压降可忽略，并且输入电压V_in基本上完全被施加在初级绕组L_p上，在端子4a和4b之间。因此，辅助电压V_aux和辅助感测电阻器21中的电流与输入电压V_in成比例。

当开关M断开时，控制模块15的第二输入端子ZCD从第一接地12断开耦合，并且第二输入端子ZCD的电压V_ZCD根据与次级绕组L_s与辅助绕组L_aux之间的匝数比相关联的比例系数来跟随输出电压V_out的曲线图。在次级绕组L_s的去磁化之后，具体地，第二输入端子ZCD上的电压倾向于快速下降，如辅助感测电阻器21中的电流一样，如图2中详细地图示出。

图2中示出了在反激式转换器3中生成的信号的示例，其中跟随输入电压V_in的模式的一些量具有直线型拉伸(rectilinear stretches)，假定开关频率f_s(千赫兹的数量级)远远高于输入电压V_in的频率f_L(一般为50-60Hz)。

具体地，图2示出了下面的量：

–开关M的漏极与源极端子之间的电压V_DS；

–电压V_in,pksinθ，其中V_in,pk是输入电压V_in的峰值；

–辅助绕组L_aux上的电压V_aux；

–控制模块15的第二输入端子ZCD上的电压V_ZCD；

–电压V_ZCD的阈值V_ZCDt，其中ZCD电路36生成提供至逻辑门34的脉冲；

–提供至触发器28的置位与复位脉冲S、R；

–在控制模块15的输出端子GD上提供的并且驱动开关M的接通与断开的电压V_GD；

–感测电压Vcs(t,θ)；

–次级绕组L_s中的电流I_s(t,θ)；以及

–当变压器4的去磁化发生时的续流(freewheel)相位信号FW。

此外，图2突出了下面的周期：

–当开关M接通时并进而表示变压器4的芯的磁化的周期T_ON；

–当变压器4的芯去磁化时的周期T_FW；以及

–周期T_R，即，在压器4的芯的完全去磁化与随后的开关M的接通(即，变压器4的芯的新的磁化的开始)之间流逝的周期。

因此通过T(θ)＝T_FW(θ)+T_R+T_ON给出了开关周期T。

图3中示出了所得到的电流I_p(t,θ),I_s(t,θ)，以及对应峰值I_pkp(θ),I_pks(θ)的对应包络，和初级绕组L_p中的电流的逐个循环的平均I_in(θ)的曲线。

出于实践性目的，反激式转换器3是准谐振的类型。实际上，尽管具有延迟，晶体管M的接通与变压器4的完全去磁化的时刻同步(即，与次级绕组中的电流变为0的时刻同步)。相反，理论上晶体管M的断开通过检测到当初级绕组L_p中的电流I_p到达所提供的阈值(V_csREF(θ)/R_s)时来确定。此外，反激式转换器3是电流模式控制类型，并且具体地是峰值电流模式控制类型。再次指出，由于在感测电阻器R_s中并进而在初级绕组L_p中流动的电流的峰值包络是正弦的，因此获得高于0.9的功率因子。

如在上面提及的C.Adragna的论文中所示的，在负载18中流动的调节后的直流输出电流I_out由下面等式给出

$I_{out}=\frac{n{K}_D}{2Rs{G}_M{R}_T}---\left(3\right)$

其中n是变压器4的初级绕组L_p的匝数和次级绕组L_s的匝数之间的比率，K_D是分压器41的增益(参见等式(2))并且G_M是电流源40的跨导。因此，在仅使用在变压器4的初级绕组L_p上可得的量的瞬时控制方案的情况下，平均(mean)输出电流I_out理想地仅取决于可以由用户选择的诸如n和R_s的外部参数或诸如G_M,R_T和K_D的固定参数，且不取决于输出电压V_out或输入电压V_in或开关频率f_s＝1/T(θ)。

然而，在图1的电路中，由于传播延迟，使得在感测电压Vcs(t,θ)到达参考电压V_csREF(θ)时，即，在初级绕组中L_p的电流I_p(t,θ)到达提供的阈值V_csREF(θ)/R_s时，晶体管M没有立即断开，而是保持接通达被称为“总传播延迟T_D”的另外一段时间，如图4中所示的。具体 地，总传播延迟T_D由比较器26的开关延迟、驱动器30的传播延迟、以及功率开关M的断开延迟特性之和给出。随后初级绕组中L_p的电流比理想值高出等于如下等式中的量ΔI_P(θ)

${\mathrm{\ΔI}}_P\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{Vin\left(\mathrm{\θ}\right)T_D}{L_P}---\left(4\right)$

并且因此调节后的直流输出电流I_out随着输入电压V_in的有效值而增加。

为了补偿与输入电压V_in相关联的峰值电流的增加，在市场上可得的电源中，与输入电压V_in成比例的正向偏移电压被添加到感测电压Vcs(t,θ)中，如图5中所图示的。

图5示出了类似于图1的电源1的反激式电源50。因此，反激式电源50的与图1的电路图的那些元件共用的元件被由相同的附图标记所指定，并将不再重复对其的描述。

反激式电源50包括前馈电阻器51，该前馈电阻器51具有电阻R_FF并连接在开关M的源极端子和控制模块15的第三输入端子CS之间；以及前馈电流源52，生成前馈电流I_FF并由通过ZCD电路36生成的并与在辅助感测电阻器21中流动的辅助电流I_aux成比例的控制电流I_ZCD支配，在开关接通的时间段期间，该控制电流I_ZCD通过ZCD电路36生成的并与在辅助感测电阻器21中流动的辅助电流I_aux成比例。例如，控制电流I_ZCD等于辅助电流I_aux并经由电流镜电路生成。

在该假设的基础上，如前面所提及的，因为在晶体管M的接通周期T_ON期间，控制模块15的第二输入端子ZCD连接到第一接地12，因此在辅助感测电阻器21中流动的辅助电流I_aux和控制电流I_ZCD为

$I_{aux}\left(\mathrm{\θ}\right)=I_{ZCD}\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{mVin\left(\mathrm{\θ}\right)}{R_{aux}}---\left(5\right)$

其中m是辅助绕组L_aux和初级绕组L_p之间的匝数比。

前馈电流源I_FF是电流镜，其根据下面关系生成与电流I_ZCD成比例的电流

I_FF(θ)＝K_FF I_ZCD(θ)

其中K_FF是电流镜的增益。

前馈电流I_FF被提供到前馈电阻器51，前馈电阻器51生成额外的反馈电压V_FF。设定R_FF>>R_S，得到：

$V_{FF}\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{FF}m\frac{R_{FF}}{R_{aux}}Vin\left(\mathrm{\θ}\right)---\left(6\right)$

由于传播延迟，使得额外的反馈电压V_FF等于电压步长

ΔV_CS(θ)＝R_SΔI_P(θ)＝V_FF(θ)

并且与等式(4)结合，得到对得到补偿有用的前馈电阻器的电阻值R_FF：

$R_{FF}=\frac{1}{K_{FF}}\frac{1}{m}\frac{R_{aux}{R}_S}{L_P}{T}_D---\left(7\right)$

实践中，施加到比较器26的电压相对于初级感测电阻器19上的电压V_p增加一个值，以使得预期比较器26的切换增加等于总传播延迟T_D的一定时间。这样，当比较器26切换时，在初级感测电阻器19中流动的电流I_P低于阈值，并且当功率开关M以延迟T_D断开时，电流I_P已经到达期望的阈值，如图6中所图示的。

随后，如果总传播延迟T_D恒定，则由于总传播延迟导致的与输入电压V_in成比例的由次级绕组L_s提供的输出电流的变化可以由此得到补偿。然而，如果总传播延迟T_D变化，该补偿同样是不充分的。

这在获得直流输出电流的高准确度(值甚至低于±3％)愈发重要的固态照明装置中是一个问题，利用图5中表示的补偿技术不能一直实现高准确度。

另外，根据用户的应用和要求，所描述的电源与不同的功率晶体管M使用。市场上可得的功率晶体管M具有类似的静态特性，尤其是类似的饱和电阻R_DS-on，但是具有不同的开关特性，尤其是不同的开关时间。因此，输出电流根据使用的功率晶体管而变化。这要求基于等式(7)，根据应用和功率开关，对前馈电阻器51的值进行修改与适应。然而，这种设置复杂且成本高。

技术实现要素：

本发明的目的在于改进所描述类型的电流转换器，使得克服其限 制，特别是使得它生成与供电电压V_ac的变化和传播延迟的变化二者无关的直流输出电流。

根据本发明，提供了针对用于开关式电流转换器的开关的控制电路、开关式电源、以及相应的控制方法，如在权利要求1、11和12中限定的。

实践中，本公开的控制电路基于提供前馈电流的原理，所述前馈电流不仅与输入电压V_in成比例，而且与总传播延迟T_D成比例。具体地，本公开的电源提供具有补偿电流I_COMP的前馈电阻器51：

I_COMP(θ,T_D)＝K_FF0 Vin(θ)T_D (8)

其中K_FFO为常数。

为了这样做，由于传播延迟ΔV_CS(θ)＝RSΔI_P(θ)并考虑了等式(4)，使得正偏移R_FF I_FF(θ,T_D)等于感测电压步长，这使得：

$R_{FF}{K}_{FF0}Vin\left(\mathrm{\θ}\right)T_D=R_S\frac{Vin\left(\mathrm{\θ}\right)T_D}{L_P}---\left(9\right)$

等式(9)示出了输入电压V_in和总传播延迟T_D二者可以通过使用具有电阻R_FF的前馈电阻器51得到补偿：

$R_{FF}=\frac{R_S}{L_P}\frac{1}{K_{FFO}}---\left(10\right)$

附图说明

为了更好地理解本发明，现仅以非限定性示例的方式，参考附图来描述优选实施例，其中：

–图1示出已知的开关式电源的电路图；

-图2至图4示出在图1中图示的开关式电源内生成的信号的时间图；

–图5示出另一开关式电源的电路图；

–图6示出图5的电路的一些量的时间图；

–图7示出本公开的开关式电源的实施例的简化电路图；

–图7A示出用于图7的电源的一些量的时间图；以及

–图8示出图7和图7A的电源的一些量的时间图。

具体实施方式

图7示出具有图4的电源50的一般性结构的开关式电源100。因此，开关式电源100与图4的电路图共用的元件由相同的附图标记指定并将不再对其进行描述。

开关式电源100包括在图7A中详细示出的电流源级101，电流源级101接收由ZCD电路36提供的控制电流I_ZCD和分别由逻辑门34和比较器26(下文中也被称为占空比比较器26)生成的置位与复位信号S、R(下文中也被称为占空比置位与复位信号S、R)，并生成补偿的电流I_COMP。

参考图7A，电流源级101包括延迟估计块102和电流源块103。

延迟估计块102包括第一电流镜生成器105，该电流镜生成器105由控制电流I_ZCD控制并在输出110处提供与控制电流I_ZCD成比例(特别是相等)的第一镜电流I_CH1；辅助比较网络109；估计比较器113；以及置位/复位类型的锁存器触发器114。

辅助比较网络109包括辅助电流感测电阻器111，其耦合在第一电流镜生成器105的输出110和第一接地12之间并具有电阻R₁；以及滤波支路112，其并联地连接到辅助电流感测电阻器111。

滤波支路112进而包括具有电阻R_D的滤波器电阻器115，以及具有电容C_D的滤波器电容器116，它们串联地连接在一起并限定了中间节点118。滤波器电阻器115连接在第一电流镜生成器105的输出与中间节点118之间。滤波器电容器116连接在中间节点118与第一接地12之间。用于生成几十毫伏电压偏移的偏移电压源117被布置在第一电流镜生成器105的输出与估计比较器113的反向输入之间。估计比较器113进一步包括直接耦合到中间节点118的非反向输入和连接到锁存器触发器114的复位输入R1的输出。锁存器触发器114进一步具有接收由触发器28(图7)生成的复位信号R并调节开关M的占空比的置位输入S1。锁存器触发器114进一步具有连接到电流源块103的它的输出Q1。

电流源块103包括第二电流镜生成器120，其接收控制电流I_ZCD 并输出与控制信号I_ZCD成比例(特别是相等)的第二镜电流I_CH2；控制开关121，耦合在第二电流镜生成器120的输出与控制节点122之间；放电开关123，布置在控制节点122和第一接地12之间；充电电容器125，具有电容C_TR并被布置在控制节点122和第一接地12之间；传递开关126，耦合在控制节点122和传递节点127之间；以及保持电容器128，具有电容C_H并被耦合在传递节点127和第一接地12之间。充电电容器125、传递开关126以及保持电容器128形成跟踪与保持类型的存储器元件130，如下文中详细解释的。

输出节点127被进一步耦合到补偿电流源131的控制输入，补偿电流源131输出提供给图7的前馈电阻器51的补偿电流I_COMP。电流源块103进一步接收由图7的逻辑门34生成并被馈送到传递开关126的控制输入，并通过延迟元件132馈送到放电开关123的控制输入的置位信号S。

下文中将描述图7、图7A的电路的操作。

由占空比比较器26(图7)生成的复位信号R在当初级感测电阻器19上的感测电压V_cs到达参考值V_csREF时，将锁存器触发器114置位，锁存器触发器114在等于总传播延迟T_D的估计值之后被估计比较器113复位，如下文中解释的。

事实上，第一电流镜生成器105向辅助比较网络109提供等于控制电流I_ZCD的第一镜电流I_CH1。通过选择电阻器111、115的电阻R₁、R_D的值，使得R₁<<R_D，并且通过选择滤波器电容器116的电容C_D，使得滤波器支路112形成在稳态条件下具有纳秒级时间常数的低通滤波器，由第一电流镜生成器105提供的电流I_CH1实际上在完全地在第一辅助电流感测电阻器111中流动，使得第一电流镜生成器105的输出节点110上的电压为：

V_R1(θ)＝R₁ I_ZCD(θ)

相反，滤波器支路112提供给估计比较器113以与第一镜电流I_CH1从而与控制电流I_ZCD的延迟值相关的电压值。

这样，辅助比较网络109提供给估计比较器103以与瞬时值相 关的信号和辅助电流I_aux的延迟信号，以使得当辅助电流I_aux下降时(图8的曲线的弯曲部)能够检测瞬时值。

具体地，鉴于由源117生成的偏移电压，当开关M断开时(图8的定时中的周期t₀-t₁)，估计比较器113的反向输入比非反向输入处于更高的电势，并且估计比较器113的输出R1为低。鉴于其远低于开关频率f_s的频率f_L，这一行为在输入电压V_in的整个半周期中重复。

一旦占空比比较器26切换并且占空比复位信号R变为高(时刻t₁)，则估计触发器114切换，且它的输出信号Q1变高。

在时刻t₂，当晶体管M断开时(以等于总传播延迟T_D的延迟，如上面所解释的)，辅助电流I_aux下降，如控制电流I_ZCD一样，如在图8的曲线图中表示的，因此第一镜电流I_CH1确定第一电流镜生成器105的输出110上的急剧电压下降，并因此确定估计比较器113的切换，其将估计触发器114复位，估计触发器114的输出Q1变低。

随后，估计触发器114的输出Q1具有宽度等于总传播延迟T_D的脉冲并因而表示延迟估计信号，延迟估计信号的参数(脉冲宽度)与总传播延迟T_D相关。

估计触发器114的输出Q1对控制开关121的接通与断开进行控制。准确地来讲，一旦估计触发器114的输出信号Q1变高(时刻t₁)，当占空比比较器26的反向输入上的感测电压V_cs到达它的阈值(V_csREF)时，控制开关121闭合并且等于控制电流I_ZCD并由第二电流镜生成器120生成的第二镜电流I_CH2流向充电电容器125，从而对其充电(在该步骤中，占空比置位信号S为低因此放电开关123和传递开关126断开)。充电电容器125上的控制电压V_CTR因此与控制电流I_ZCD和辅助电流I_aux成比例地增加。一旦估计触发器114的输出信号Q1切换到低(时刻t₂)，控制开关121断开并且第二电流镜生成器120中止对充电电容器125的充电。因此，充电电容器125被充电达等于总传播延迟T_D的估计的周期T_C，并且电流等于控制电流I_ZCD且与输入电压V_in成比例。

针对图1的电路，假定开关频率f_s＝1/T(θ)远高于输入信号V_in的频率f_L，则控制电流I_ZCD以及第二镜电流I_CH2可以视为在估计的延迟T_C期间恒定，充电电容器125在估计的延迟T_C期间被充电，并且因此充电电容器125线性充电。

因此，由充电电容器125到达的峰值电压V_{CTR_PEAK}(θ)为

$V_{CTR\_PEAK}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{I_{ZCD}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{C_{TR}}{T}_C---\left(11\right)$

放电开关123和传递开关126保持断开，直到随后的占空比置位信号S的脉冲被接收到(时刻t₃)，使得充电电容器125保持值V_{CTR_PEAK}(θ)。

在时刻t₃，占空比置位信号S切换到高，引起传递开关126立即闭合并将充电电容器125连接到输出电容器128。假定输出电容器128具有比充电电容器125的电容C_TR低很多的电容C_H，它快速充电到充电电容器125的峰值电压V_{CTR_PEAK}(θ)。

实践中，通过将等式(11)与等式(5)组合，跨输出电容器128的控制电压V_CH由下面等式给出

$V_{CH}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{mVin\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{R_{aux}}\frac{1}{C_{TR}}{T}_C$

其与输入电压V_in和近似等于总传播延迟T_D的估计的延迟T_C的乘积成比例，使得

$V_{CH}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{mVin\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{R_{aux}}\frac{1}{C_{TR}}{T}_D$

补偿电流源131因此生成与控制信号V_CH成比例的补偿电流I_COMP，如下：

$I_{COMP}(\mathrm{\&theta;},T_D)=g_{FF}\frac{m}{R_{aux}}\frac{1}{C_{TR}}Vin\left(\mathrm{\&theta;}\right)T_D---\left(12\right)$

其中g_FF是补偿电流源131的电流-电压增益。

一旦占空比置位信号S再次切换到低，传递开关126再次断开，将输出电容器128从充电电容器125断开。

在电流源块103中，占空比置位信号S被提供有略微延迟(时刻t₄)并同样被提供到放电电容器123，放电电容器123在其闭合时将充电电容器125连接至接地，对其快速放电，并然后再次断开。在 放电电容器123闭合的短时间段内，充电电容器125从输出电容器128断开连接，输出电容器128因此保持被充电到之前存储的控制电压V_CTR的值。这样，如图8所图示的，充电电容器125在每个开关循环处被放电并被重新充电到控制电压V_CTR的新的值，因此确保对可能的修改输入电压V_in或总传播延迟T_D中的条件的逐个循环的适配。

由电流源101提供的补偿电流I_COMP因此与输输入电压V_in和总传播延迟T_D的乘积成比例。

因此，本文中描述的开关式电源由于驱动器30以及利用在代替功率开关M的情况下不要求适当置位的且独立于输入电压V_in的适应性解决方案的开关M的切换(由占空比比较器26导致的延迟远远低于两个之前的延迟，因此可以忽略)，使得传播延迟的补偿成为可能。

最后，应当清楚可以在不偏离如随附的权利要求书中所限定的本发明范围的情况下对本文中描述并图示的电流做出修改和变形。

具体地，所述解决方案也可以被应用到不同类型的转换器，包括例如在降压和升压类型的转换器中的没有输出电流读取的电流控制。