快速负载瞬态反应的开关式电源供应器的制作方法

本发明涉及一种开关式电源供应器，尤指采用初级侧控制的开关式电源供应器。

背景技术：

电源供应器几乎是所有电子产品所必备的装置。举例来说，电源供应器可以将交流市电转换为电子产品的主要电路(core circuit)所需要的电源规格。在所有的电源供应器当中，开关式电源供应器具有转换效率佳以及产品体积小的优点，因此广受业界的普遍采用。

为了预防使用者受到不必要的雷击或是市电的高电压损害，电源供应器一般具有相隔离的初级侧与次级侧，两者之间没有直流电流。位于初级侧的电压电平都参考市电的输入地；而位于次级侧的电压电平则是参考一个浮动的输出地。

开关式电源供应器可在初级侧产生脉冲宽度调制(PWM)信号，来控制一功率开关，藉以控制从初级侧转换到次级侧的电能，目的是使在次级侧的一输出电源可以符合规格。举例来说，可以使输出电源的输出电压大约维持在很接近5V的一个可容许范围内。

一般来说，初级侧控制是由位于初级侧的电路通过一电感元件所产生的感应电动势，来间接检测位于次级侧的输出电压。相对来说，次级侧控制是由位于次级侧的电路来直接检测输出电压，然后通过光耦合器，在初级侧建立补偿电压。

为了降低功率开关的开关损失(switching loss)，在无载或是轻载时PWM信号的开关频率大多会设计的非常低。换言之，无载或是轻载时，开关式电源供应器的功率开关会维持在开路状态很久的一段时间，然后才切换到短路状态。此时，如果开关式电源供应器在次级侧所供电的负载突然从无载或是轻载转换成重载，如何让初级侧的PWM信号快速的反应就是很重要的课题。这样的反应速度称为负载瞬态反应(load-transient response)。尤其是初级侧控 制的电源供应器，在无载或是轻载时，几乎大多时间是处于盲目而不知道次级侧的输出电压的状态下。如果负载瞬态反应不够快的话，可能会使输出电压下降到可容许范围之外。

技术实现要素：

本发明的一实施例提供一电源供应器，其具有隔离的一初级侧以及一次级侧。该电源供应器包含一初级侧控制电路以及一次级侧控制电路。该初级侧控制电路设于该初级侧，并控制一功率开关，以将位于该初级侧的一输入电源，转换为位于该次级侧的一输出电源。该输出电源有一输出电压。该次级侧控制电路设于该次级侧，用以检测该输出电压，可检测该输出电压的一下降速率。当该下降速率大于一预定值时，该次级侧控制电路可以提供信息至该初级侧控制电路。当该初级侧控制电路收到该信息时，该初级侧控制电路开始一开关周期，以便通过一电感元件，检测并校准该输出电压。

附图说明

图1为依据本发明的实施例所产生的一充电器。

图2A显示没有本发明的快速反应时的一种可能结果。

图2B显示图1的充电器60在快速反应下的一种可能结果。

图3A显示依据本发明的实施例的控制方法。

图3B显示去抖动时间T_DEBOUNCE的定义。

图4显示如何判别下降速率RA_DROP是否大于一预设值RA_REF的一种电路方块示意图。

图5至图8显示四个下降速率检测器。

【附图符号说明】

12 USB连接器

14P 初级侧

14S 次级侧

16 桥式整流器

26 光耦合器

26E 发射器

26R 接收器

60 充电器

62 次级侧控制器

64 初级侧控制器

66、68、70 电阻

80 控制方法

82、84、86、88 步骤

90 电压转电流电路

92 跟踪保持电路

94 加法器

96 决定器

100 下降速率检测器

102L、102R 电压转电流电路

104 比较电路

106 决定器

108 加法器

110 下降速率检测器

112 电压转电流电路

114 电流镜

116 模拟数字转换器

118 计数器

120 电流产生器

122 数字锁存器

124 电流产生器

125 电流源

126 决定器

130 下降速率检测器

132 变形的电流镜

140 下降速率检测器

142 电流存储器

144 电流镜

C_G 电容

CK_T/H 取样时钟

CKB_T/H 反取样时钟

FB 反馈端

f_REF 预设频率

f_SW PWM信号S_PWM的频率

GNDI 输入地

GNDO 输出地

I₃ 电流

I₁、I₂ 代表电流

I(t)、I(t_SAMP) 代表电流

I_LF 代表电流

I_REF 预设参考电流

I_RESULT 结果电流

LA 辅助绕组

LP 主绕组

LS 次级绕组

MERG 合并端

MN1、MN2 NMOS 晶体管

MP1 PMOS 晶体管

OPTO 接收端

RA_DROP 下降速率

RA_REF 预设值

SEN 检测端

S_PWM PWM信号

S_WAKEUP 唤醒信号

SW 功率开关

SW_LF 开关

SW_RECT 整流开关

SW_RT 开关

SW_SAMP 开关

t_CHK、t_HEAVY-LOAD、t_NO-LOAD、t_RESP、t_SAMP时间点

T_OFF 关闭时间

T_ON 开启时间

T_SW 开关周期

T_DEBOUNCE 去抖动时间

T_DIS 放电时间

T_IDLE 休息时间

V_AC-IN 交流市电

VBUS 输出电源

V_BUS 输出电压

VIN 输入电源

V_LIMIT-BTM 容许的最低电压

V_REF 参考电压

V_REF1 预设电压值

V_TRGT 期望值

具体实施方式

在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似的结构、功能、原理的元件，且为本领域技术人员可以依据本说明书的教导而推知。为说明书的简洁度考量，相同的符号的元件将不再重述。

图1为依据本发明的实施例所产生的一充电器60，为一开关式电源供应器，其可以对连接在USB连接器12上的电子装置(未显示)进行充电。为了安全上的考量，充电器60具有电流隔离(galvanic insolated)的初级侧14P与次级侧14S。初级侧14P与次级侧14S之间没有DC的连接。位于初级侧14P的电路(包含初级侧控制器64)主要是以输入电源VIN与输入地GNDI来供电，而输入电源VIN与输入地GNDI则是依据交流市电V_AC-IN通过桥式整流器16，经过全波整流而产生。通过次级绕组LS的放电，次级侧14S可以产生有输出电源VBUS与输出地GNDO，供电给位于次级侧14S的电路，其包含次级侧控制器62与连接在USB连接器12上的电子装置。

主绕组LP与辅助绕组LA位于初级侧14P，次级绕组LS位于次级侧 14S。藉由开关功率开关SW，初级侧控制器64控制流经主绕组LP的电流。如此，变压器(包含有主绕组LP、次级绕组LS与辅助绕组LA)可以从输入电源VIN储能，并从次级侧14S释能以建立输出电源VBUS。

初级侧控制器64可以从反馈端FB，通过电阻66与68，检测辅助绕组LA的跨压，利用感应电动势的原理，间接的检测输出电源VBUS的输出电压V_BUS。根据从反馈端FB所检测到的结果，初级侧控制器64调制PWM信号S_PWM的频率f_SW或/与工作周期(duty cycle)，藉此控制变压器的能量转换，来校准输出电压V_BUS。这样的控制技术，称为初级侧控制(primary side control)。举例来说，如果在变压器放电的过程中，反馈端FB上的电压指示了输出电压V_BUS偏高，那初级侧控制器64就降低PWM信号S_PWM的频率f_SW与工作周期，减少从输入电源VIN与输入地GNDI所汲取的电能。

次级侧控制器62可以是一同步整流控制器(synchronous rectification controller)，其控制整流开关SW_RECT。次级侧控制器62也可以通过电阻70与检测端SEN，来检测功率开关SW的开关状态，也可以得知PWM信号S_PWM的频率f_SW。

次级侧控制器62可以通过一光耦合器26(具有发射器26E以及接收器26R)，传递信息至初级侧14P。这信息可能是数字式的，其可以是单一一个字节，或是带有数个字节的信息码。这信息也可以是模拟式，譬如说，次级侧控制器62可模拟地调整发射器26E的工作周期，以在接收端OPTO上产生一相对应的电压电平。依据接收端OPTO上的电压变化，初级侧控制器64可以接收次级侧控制器62所传过来的信息，而进行相对应的反应。在此实施例中，光耦合器26作为信号通路，连接初级侧14P与次级侧14S两边，但是本发明并不限于此。在其他实施例中，可以以具有直流电流隔离功能的元件，来作为信号通路。举例来说，一变压器或是一电容，都可以作为初级侧14P与次级侧14S两边之间的信号通路。

在本发明的一实施例中，以输出电压V_BUS的下降速率RA_DROP超过一预定值时，来代表重载的出现。在图1中，当无载或是轻载时，次级侧控制器62可以检测输出电压V_BUS的下降速率RA_DROP。举例来说，一旦下降RA_DROP大于一预定值(譬如0.2V/ms)时，代表挂在USB连接器12上的负载(未显示)应该变成重载了。因此，次级侧控制电路62可以快速地通过光耦合器26通知初级侧控制电路64。举例来说，次级侧控制电路62使发射器26E发光， 导致初级侧控制电路64的接收端OPTO的电压下降。一旦初级侧控制电路64发现接收端OPTO的电压下降时，初级侧控制电路64可以据以紧急的开始一开关周期，使功率开关SW短暂的开启。如此，初级侧控制电路64可以开始通过反馈端FB以及变压器，开始检测输出电压V_BUS并据以调制频率f_SW或工作周期，来稳定地输出电压V_BUS在一期望值V_TRGT。

图2A显示没有本发明的快速反应时的一种可能结果，而图2B做为比较用，显示图1的充电器60在快速反应下的一种可能结果。在图2A与图2B中，无载从时间点t_NO-LOAD开始，因此PWM信号S_PWM的频率f_SW与工作周期(duty cycle)都变得非常的低，使输出电压V_BUS稳定在期望值V_TRGT。时间点t_HEAVY-LOAD刚好在PWM信号S_PWM的一个脉冲后不久后，当时负载突然转变为重载，输出电压V_BUS开始快速下降。

在图2A中，没有次级侧14S来的信息，初级侧14P的电路只能随着原本无载时PWM信号S_PWM的频率f_SW，等候开关周期T_SW(＝1/f_SW)结束后的时间点t_CHK才自发的打出下一个脉冲，如图所示。此时，初级侧14P的电路才能发现输出电压V_BUS已经偏离了原本的期望值V_TRGT了，因此紧急的增加PWM信号S_PWM的频率f_SW与工作周期，希望快速拉高输出电压V_BUS，如图所示。可惜的是，在时间点t_CHK，输出电压V_BUS可能下降的过低，超过容许的最低电压V_LIMIT-BTM。

请同时参阅图1与图2B。次级侧控制器62在无载时，会检测输出电压V_OUT的下降速率RA_DROP，其定义是单位时间内输出电压V_OUT的减少量，也就是图2B中，输出电压V_OUT的波形的斜率。在时间点t_RESP，次级侧控制器62发现下降速率RA_DROP超过一预设值了，因此通知初级侧控制电路64，其快速地使PWM信号S_PWM打出一脉冲，开始一新开关周期。在新开关周期的放电时间T_DIS内，初级侧控制电路64可以发现输出电压V_BUS已经偏离了期望值V_TRGT，因此紧急的增加PWM信号S_PWM的频率f_SW与工作周期，如图所示。比较图2B与图2A可以发现，图2B的输出电压V_OUT比较稳定，可能可以维持输出电压V_BUS高于容许的最低电压V_LIMIT-BTM之上，也可以比较早回到期望值V_TRGT。

图3A显示依据本发明的实施例的控制方法80，可适用于图1中的次级侧控制器62。步骤82中有三个问题，1)PWM信号S_PWM的频率f_SW是否低于一预设频率f_REF(譬如1kHz)；2)输出电压V_BUS是否低于一预设电压值 V_REF1(譬如说5.0V)；以及，3)去抖动时间(debounce time)T_DEBOUNCE是否已经过去了。当这三个问题的答案的任何一个是否定时，就持续执行步骤82。唯有步骤82中的三个问题的答案都是肯定时，步骤84接续，开始检测输出电压V_BUS的下降速率RA_DROP。步骤86接续步骤84，检查下降速率RA_DROP是否大于一预设值RA_REF。如果步骤86中的答案是否定的，那控制方法80回到步骤84，继续检测下降速率RA_DROP。反之，如果步骤86中的答案是肯定的，次级侧控制器62驱动发射器26E发光，以传递信息至初级侧控制电路64。初级侧控制电路64就可以据以紧急开始一新开关周期。

至于步骤82中的三个问题，第一个问题的答案为肯定时，代表的是频率f_SW太慢，所以导致初级侧控制电路64对于负载的瞬态反应可能来不及，而图2A中所描述的问题可能发生。第二个问题的答案为肯定时，代表输出电压V_BUS偏低到有机会快速下降掉出所设计的容许范围外。至于第三个问题，其中的去抖动时间T_DEBOUNCE的定义显示于图3B中。在图3B中，PWM信号S_PWM的脉冲宽度持续时间，为功率开关SW维持导通状态下的开启时间T_ON，变压器从输入电源VIN储存能量；相反的，PWM信号S_PWM的脉冲结束后，到下一个脉冲出现前的时间，为关闭时间T_OFF，其又可细分为两部分，一是次级绕组LS的绕组电流I_SEC大于0A的放电时间T_DIS，另一个是次级绕组LS的绕组电流I_SEC大约为0A时的休息时间T_IDLE。在放电时间T_DIS内，变压器释放能量。如图3B所示，去抖动时间T_DEBOUNCE指的是休息时间T_IDLE-开始后的一段预定的时间。在去抖动时间T_DEBOUNCE过去后的休息时间内T_IDLE才检查下降速率RA_DROP，可以避免次级绕组LS放电过程中，对于输出电压V_BUS可能产生扰动，影响到下降速率RA_DROP的代表性。

图4显示本发明实施例中，如何判别下降速率RA_DROP是否大于一预设值RA_REF的一种电路方块示意图。电压转电流电路90将输出电压V_BUS转换为一相对应的代表电流I(t)，其值大约为K₁*(V_BUS–V_REF)，会随着输出电压V_BUS变化而改变。K₁是一个常数，参考电压V_REF是一个定值。跟踪保持电路(track-and-hold circuit)92受取样时钟CK_T/H所控制，可以在一时间点t_SAMP时，取样代表电流I(t)，而产生另一代表电流I(t_SAMP)。代表电流I(t_SAMP)在取样时钟CK_T/H所定义的一保持时间T_HOLD内保持着维持不变，其值大约对应了在时间点t_SAMP的输出电压V_BUS(此后表示为V_BUS(t_SAMP))。保持时间T_HOLD为代表电流I(t_SAMP)保持不变时的一段时间。在一个例子中，代表电流I(t_SAMP) 大约为K₂*(V_BUS(t_SAMP)-V_REF)，其中K₂也是常数。在实施例中，K₂大约设计的与K₁相等，以下都以K表示。加法器94将代表电流I(t_SAMP)减去代表电流I(t)与一预设参考电流I_REF(在图中举例为2uA)，而产生结果电流I_RESULT。在取样时钟CK_T/H所定义的保持时间T_HOLD内，如果结果电流I_RESULT小于0，决定器(decider)96就持续禁能(deassert)唤醒信号S_WAKEUP。如果结果电流I_RESULT大于0，决定器96就致能(assert)唤醒信号S_WAKEUP。举例来说，被致能的唤醒信号S_WAKEUP可以使次级侧控制器62驱动发射器26E发光，以传递信息至初级侧控制电路64。

依据前段所述，唤醒信号S_WAKEUP被致能的条件如以下公式(1)所示

I(t_SAMP)-I(t)-I_REF>0 ....(1)

整理公式(1)后，可以得到以下的公式(2)

K*[V_BUS(t_SAMP)-V_REF]–K*[V_BUS-V_REF]-I_REF>0

V_BUS(t_SAMP)–V_BUS>I_REF/K …(2)

公式(2)意味了输出电压V_BUS在保持时间T_HOLD-内，只要下降超过I_REF/K这个常数，唤醒信号S_WAKEUP就会被致能。输出电压V_OUT在保持时间T_HOLD结束时的下降速率RA_DROP可以表示为[V_BUS(t_SAMP)–V_BUS]/T_HOLD。从公式(2)可推得以下公式(3)

RA_DROP＝[V_BUS(t_SAMP)–V_BUS]/T_HOLD>I_REF/(K*T_HOLD)＝RA_REF…(3)

从公式(3)可知，图4的电路方块，可以判别下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。而且，图4的电路方块中，参考电压V_REF的选取，对于判别的结果，没有影响。

图5举例一下降速率检测器100，用来判别下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。下降速率检测器100可用于次级侧控制器62。图5包含有两个大致相同的电压转电流电路102L与102R，但电压转电流电路102L中的开关SW_LF受控于取样时钟CK_T/H，电压转电流电路102R中的开关SW_RT受控于反取样时钟CKB_T/H，其大约为取样时钟CK_T/H的反向。以电压转电流电路102L为例，当开关SW_LF为导通时，电压转电流电路102L跟踪输出电压V_BUS，产生代表电流I_LF，其大约为(V_BUS-V_REF)/100k。当开关SW_LF为开路时，电压转电流电路102L作为一保持电路，电容C_LF所保持的电压记录，会使得代表电流I_LF的值保持在约为(V_BUS(t_SAMP)-V_REF)/100k，这里的时间点 t_SAMP约是开关SW_LF从短路变为开路的瞬间。比较电路104中，视取样时钟CK_T/H的逻辑值，两个多工器将代表电流I_LF与I_RT其中之一复制而成为代表电流I(t)，代表电流I_LF与I_RT其中的另一则复制而成为代表电流I(t_SAMP)。换言之，电压转电流电路102L与102R交替地跟踪输出电压V_BUS，并将其转换为代表电流I(t)。电压转电流电路102L与102R也交替地作为一保持电路，保持提供代表电流I(t_SAMP)，其等于(V_BUS(t_SAMP)-V_REF)/100k。加法器108类似于图4中的加法器94，决定器(decider)106类似图4中的决定器(decider)96。当电压转电流电路102L决定代表电流I(t)时，电压转电流电路102R决定代表电流I(t_SAMP)，保持时间T_HOLD就是取样时钟CKB_T/H维持在禁能(deasserted)的时间长度。通过先前针对图4的分析可知，图5所举例的下降速率检测器100，可以判别下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。

图6显示另一下降速率检测器110，可用于次级侧控制器62，可以判别下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。电压转电流电路112将输出电压V_BUS转换成相对应的电流，馈给电流镜(current mirror)114。假定电流镜114中的电流比例，从左到右，为1:1:1。从电路分析可知，电流镜114中NMOS晶体管MN1与MN2所产生的代表电流I₁与代表电流I₂，都大约会等于I(t)，也就是(V_BUS-V_REF)/100k。模拟数字转换器116跟踪代表电流I₂。依据电流I₃与代表电流I₂的比较结果，计数器118可以上数或是下数，以使得电流产生器120所产生的电流I₃大约等于代表电流I₂。换言之，模拟数字转换器116将代表电流I₂转换为计数器118的计数结果(一种数字信号)。数字锁存器122在取样时钟CK_T/H切换时，记录住当下计数器118的计数结果，并据以控制电流产生器124，使其提供代表电流I(t_SAMP)。这里的时间点t_SAMP为取样时钟CK_T/H切换的时间点。当合并端MERG的电压被拉到一相对高电平时，决定器126致能唤醒信号S_WAKEUP。反之，当端点MERG的电压被拉到一相对低电平时，决定器126禁能唤醒信号S_WAKEUP。被致能的唤醒信号S_WAKEUP可以使次级侧控制器62驱动发射器26E发光，以传递信息至初级侧控制电路64。而唤醒信号S_WAKEUP被禁能时，发射器26E可以不发光，所以没有传递信息至初级侧控制电路64。参阅图4与相关的教导可知，图6中的下降速率检测器110可以判别下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。

电流产生器124、决定器126、与电流源125可以视为一电流识别器，将计数器118的计数结果转换为代表电流I(t_SAMP)，并检查代表电流I(t_SAMP) 是否大于代表电流I(t)与预设参考电流I_REF的合。

图7显示另一下降速率检测器130，可用于次级侧控制器62，可以判别下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。图7与图6相类似，其中相同或相似的元件，可以通过先前的说明得知，不再累述。图6中是以数字锁存器122来产生纪录，但不同的，图7中的下降速率检测器130是以一变形的电流镜132，来提供一记录，并据以产生代表电流I(t_SAMP)。当开关SW_SAMP为短路时，变形的电流镜132为一般的电流镜，使两边的电流大约为1:1。当开关SW_SAMP为开路时，变形的电流镜132中的电容C_G记录了PMOS晶体管MP1上的栅极电压，所以保持住代表电流I(t_SAMP)。其中，这里的时间点t_SAMP为取样时钟CK_T/H使开关SW_SAMP从短路变为开路的时间点。参阅图4、图6与相关的教导可知，图7中的下降速率检测器130可以判别下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。

图8显示另一下降速率检测器140，可用于次级侧控制器62，可以判别下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。图8与图6、图7相类似，其中相同或相似的元件，可以通过先前的说明得知，不再累述。电压转电流电路112与电流镜144一起产生代表电流I(t)。当取样时钟CK_T/H从逻辑上的“1”变成“0”时，电流存储器142中的电容C_M存储了当下PMOS的栅极电压。当取样时钟CK_T/H为逻辑上的“0”时，为保持时间T_HOLD，PMOS依据其上的栅极电压，提供代表电流I(t_SAMP)。通过检测合并端MERG电压，决定器126检查代表电流I(t_SAMP)是否大于代表电流I(t)与预设参考电流I_REF的合。如果是的话，决定器126会使唤醒信号S_WAKEUP致能，反之会使唤醒信号S_WAKEUP禁能。参阅图4、图6、图7与相关的教导可知，图8中的下降速率检测器140可以判别下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。

本发明的一些实施例中的次级侧控制器可以判别输出电压V_OUT的下降速率RA_DROP是否大于预设值RA_REF。如果下降速率RA_DROP大于预设值RA_REF，次级侧控制电路可以提供信息至该初级侧控制电路，使其开始一开关周期，尽速地检测并校准输出电压V_BUS。如此，本发明的一些实施例可以在无载转重载时，预防输出电压V_BUS下降的过低的事件发生。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。