控制电子开关的集电极到发射极电压变化的栅极驱动器以及包括所述栅极驱动器的电路的制作方法

本公开涉及功率电子的领域。更具体地说，本公开涉及用于控制电子开关的集电极到发射极电压变化的栅极驱动器以及包括所述栅极驱动器的电路。

背景技术：

换向单元在需要转换电压源的电子系统中是常用的，包括DC-DC转换器和DC-AC转换器。图1是带有电压源和电流负载的具有单个功率电子开关以及单个续流二极管的传统换向单元的理想电路图。换向单元10将来自电压源12(或来自电容器20)的DC电压V_bus转换为电流源I_out 11(或电感)，其通常生成对于负载14适当的电压V_out，负载14可以是电阻性负载或电机等。换向单元(commutation unit)10包括续流二极管16和受控功率电子开关18(例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT))，如图1所示。另一换向单元可以通过金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极型晶体管等替换IGBT。换向单元10还包括电容器20和电感28。电容器20限制电压源12的电压V_bus的变化，而电感28限制输出电流I_out 11的变化。栅极驱动器(图1中未示出，但在后面附图中示出)控制功率电子开关18的接通和关断。图1示出换向单元10、电压源12以及负载14的配置，其中，能量从电压源12流到负载14(即在附图上从左到右)。换向单元10也可以用在能量在相反方向上流动的相反配置中。

当接通时，功率电子开关18允许电流通过其从其集电极22传递到其发射极24。功率电子开关18可以近似为闭合电路。当功率电子开关18关断时，其变为开路，并且集电极到发射极电压V_ce穿过其得以构建。

栅极驱动器在功率电子开关18的栅极26与发射极24之间施加可变控制电压。对于一些类型的功率电子开关(例如双极型晶体管)，栅极驱动器可以充当电流源而非充当电压源。通常，当栅极26与发射极24之间所施加的电压为“高”时，功率电子开关18允许电流从集电极22传递到发射极24。当栅极26与发射极24之间所施加的电压为“低”时，在电压V_ce增加的同时，功率电子开关18限制电流传递通过此处。更详细地，表示为V_ge的栅极26与发射极24之间的电压差受控于栅极驱动器。当V_ge大于用于功率电子开关18的阈值V_ge(th)时，开关18接通，并且集电极22与发射极24之间的电压V_ce变为接近零。当V_ge低于V_ge(th)时，功率电子开关18关断，并且从集电极22到发射极24的电流变为接近零，而同时，V_ce趋于到达V_bus。

当功率电子开关18接通时，电流I_out从电压源12(并且瞬时地从电容器20)流动通过负载14并且通过集电极22和发射极24。当功率电子开关18关断时，电流I_out 11从负载14循环，并且在续流二极管16中传递。以高频接通并且关断功率电子开关18允许输出电感中的电流I_out 11保持适度地恒定。

应注意，在其它功率电子开关类型(例如双极型晶体管)的情况下，术语“栅极”可以替代以“基极”，基极受控于电流，与受控于电压的栅极相反。这些区别并不改变换向单元10的总体操作原理。

图2是示出寄生电感和电容的图1的传统换向单元的另一电路图。与图1的理想化模型对比，实际换向单元的各组件之间的连接定义寄生(杂散)电感，而各组件之间的绝缘定义寄生电容。虽然寄生电感分布在换向单元10内的各个位置处，但图2中所提出的合适的模型示出表示总体寄生电感的两(2)个区别电感，包括功率电子开关18的发射极电感30以及表示续流二极管16、功率电子开关18和电容器20所形成的高频环路34周围的所有其它寄生电感(除了发射极电感30之外)的电感32。高频环路34是在功率电子开关34的开关时电流显著改变的路径。应注意，输出电感L_out 28并非高频环路的部分，因为其电流贯穿换向时段保持适度地恒定。显著寄生电容包括集电极到栅极电容36以及栅极到发射极电容38。

图3是典型IGBT的等效电路的说明。IGBT 40在单个设备中组合金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的简单的低功率电容栅极-源极特性与双极型晶体管的高电流和低饱和电压能力。IGBT 40可以用作图1和图2的功率电子开关18，并且具有相同的栅极26、集电极22以及发射极24。更详细地说，以一个MOSFET 42和晶闸管48中所连接的两个双极型晶体管44、46形成IGBT 40的等效电路，晶闸管的等效电路与IGBT 40的输出级相同：两个双极型晶体管，包括彼此对立的一个PNP晶体管44和一个NPN晶体管46。IGBT 40的输入以电压受控的等效MOSFET 42形成，具有低功率栅极驱动器耗散，并且提供高速开关。IGBT 40的输出以晶闸管配置48中所连接的两个双极型晶体管44、46形成，以提供强大的输出。

虽然双极型晶体管44、46能够支持高功率电平，但它们的反应时间不匹配MOSFET 42的反应时间。

当IGBT 40经受足够的栅极到发射极电压V_ge时，MOSFET 42首先接通。这样使得电流循环通过PNP晶体管44的基极-发射极结，将PNP晶体管44接通。这样进而接通NPN晶体管46，此后，IGBT 40准备将高电平电流传递通过集电极22和发射极24。

MOSFET 42可以经由漂移区域50在轻负载下取得IGBT 40的全部电流，这暗指IGBT 40能够通过流过集电极22和发射极24的良好受控的电流变化(di/dt)快速地接通。为了在较重的负载下按IGBT 40的完全额定承载电流，双极型晶体管44、46需要接通。IGBT 40的完全接通的速度取决于温度以及流过集电极22和发射极24的电流的幅度。

MOSFET 42在IGBT 40的关断时也首先关断。甚至当MOSFET 42完全关断时，两个双极型晶体管44、46保持导通达简短时刻，直到位于它们的基极-发射极结上的少数载流子得以消除。IGBT 40的体区域52允许通过首先关断NPN晶体管46关断晶闸管48。一旦NPN晶体管48关断，PNP晶体管44的基极-发射极结的少数载流子就得以消除，有效地终止IGBT 40的关断过程。

因为双极型晶体管44、46所形成的IGBT 40的输出级比MOSFET 42所形成的输入级更慢，所以存在一限制，高于该限制加速施加在栅极26处的控制信号将对IGBT 40的开关时间没有显著影响。例如，在接通期间，在比MOSFET 42可以处理的更大的电流负载时，一旦晶闸管48(即两个双极型晶体管44、46)接通，就可以仅支持完全电流负载。以相同方式，在关断期间，甚至当加速在栅极26处所施加的控制信号时，晶闸管48保持导通，直到少数载流子得以消除。

IGBT 40的各个组件的本征非线性使得其控制复杂，并且使得难以按最大效率进行操作。虽然期望快速地接通并且关断IGBT 40以尽可能多地减少在换向过程期间的损耗，但还期望避免IGBT 40的过度集电极到发射极过压，同时还避免续流二极管16的过度恢复电流。

图4是示出作为栅极电阻值的函数的IGBT的开关损耗的示例的图线。当与IGBT 40的接通有关时表示为E_on并且当与IGBT 40的关断有关时表示为E_off的能量损耗以毫焦(mJ)为单位表示为表示控制IGBT 40的栅极驱动器的输出阻抗的栅极电阻器(R_G)的值的函数。因为IGBT 40在处于其线性区域中的同时运作为电压受控电流源，所以流过IGBT 40的集电极到发射极电流随着施加在栅极26与发射极24之间的电压V_ge增加。公知的是，双极型晶体管在接通时比在关断时更快。为此，在IGBT 40的接通时的损耗主要取决于栅极驱动器的电阻值R_G，其定义等效接通/关断电流源并且提供栅极26与发射极24之间的电压V_ge。另一方面，在晶闸管48仍处于导通的同时，MOSFET 42可以完全关断，直到双极型晶体管44、46的基极-发射极上的电荷得以完全消除。因此，作为栅极电阻器R_G的函数的损耗的斜率对于关断比对于接通的相同曲线更低。在图4上，虽然损耗是稍微依赖于温度的，但在接通时的损耗(60、62)受续流二极管16中的恢复电流影响，并且因此倾向于比在关断(64、66)时的损耗更大。

图5是具有一对功率电子开关并且进一步示出栅极驱动器的传统IGBT支路的电路图。典型地，图5所示的三(3)个支路将功率提供给三相AC电机。替代地，一对这样的支路将功率提供给单相AC电机。图5上并未示出IGBT支路70的一些元件，以简化说明。图5包括图1和图2的前面描述中所介绍的元件。IGBT支路70包括两(2)个相似的功率电子开关18以及匹配续流二极管16。开关18和二极管16形成的配对以级联方式操作，IGBT支路70的顶部处的开关18(Q2)随底部处的二极管16(D1)操作，并且反之亦然。图5进一步示出连接到所示的功率电子开关18之一(Q1)的栅极驱动器72；并未示出连接到另一(Q2)功率电子开关18的另一栅极驱动器72，以简化说明。在图5中，两(2)个开关18的互连产生区别寄生电感，包括两(2)个发射极电感30以及两(2)个集电极电感33。

栅极驱动器72具有正供电电压74以及负供电电压76，栅极驱动器72的输出78连接到功率电子开关18的栅极26。栅极驱动器72的正供电电压74具有大于大地基准(未示出)表示为+V_cc的值(例如+15伏特)，而负供电电压76具有小于大地基准的表示为-V_dd的值(例如-5伏特)。栅极驱动器72的输入(未示出)连接到IGBT支路70的控制器(也未示出)，如本领域公知的那样。栅极驱动器72的输出78处的电压可以上至+V_cc，并且可以下至-V_dd，以控制并且限制栅极26处的电压。栅极驱动器72可以具有输出电阻R_G(未示出)。栅极26处的功率电子开关18的输入电阻可以非常高，尤其是在IGBT 40的情况下，因为其栅极26实际上包括输入电阻可以看作无限的MOSFET栅极。然而，当栅极驱动器72在+V_cc与–V_dd之间交变时，寄生电容36和38的存在使得电流I_on和I_off从输出78流过此处。栅极驱动器72电压+V_cc和V_dd以及栅极驱动器72的输出电阻(R_G)(若存在)和寄生电容36和38所形成的阻抗确定电流I_on和I_off的值和波形。

在图5上，当底部功率电子开关18闭合时，流过底部功率电子开关18以及底部发射极寄生电感30的电流I_igbt实质上等于I_out 11。此时，I_out 11在如图5所示的方向上流动。当底部功率电子开关18关断时，电流I_igbt(实质上)快速地减少到零。

当功率电子开关18之一接通或关断时，流过此处的电流I_igbt以很快的速率增加或消失。根据公知公式(1)，表示为di/dt的I_igbt的这些变化生成穿过其发射极电感30的电压：

其中，V_L是穿过电感所产生的电压，L是电感值。

对于功率电子开关18中的每一个，穿过发射极寄生电感30生成电压V_Le。在图5上，当I_igbt电流非常快速地消失时，穿过包括集电极电感33和发射极电感30的高频环路电感示出的极性反映在功率电子开关18的关断时所获得的电压，di/dt因此取得负值。在功率电子开关18的接通时，穿过包括集电极电感33和发射极电感30的高频环路电感的电压处于相反方向上。

可以观测到，可以构建具有与IGBT支路70相似结构的MOSFET支路，在此情况下，功率电子开关18包括替代IGBT的一对MOSFET。

返回参照图2，这些电压V_Ls和V_Le与来自电压源12的V_bus串联。当功率电子开关18关断时，集电极22到发射极24电压增加，直到续流二极管16接通。此时，V_bus、V_Ls和V_Le的相加产生功率电子开关18的集电极22与发射极24之间所施加的重大过压。相同情况应用于图5的两个功率电子开关18(Q1和Q2)。虽然功率电子开关关于操作额定在某电压电平，但极度过压可能减少任何功率电子开关的寿命，由此带来其过早的故障或甚至破坏设备。

存在倾向于通过减慢栅极-发射极电压的斜率限制穿过功率电子开关的过压的解决方案。然而，过度限制过压可能暗示较长的电流开关时间，减少换向单元性能。

因此，需要能够在不产生不恰当的开关延迟的情况下减少在换向单元中的开关时产生的过压的方法和电路。

技术实现要素：

根据本公开，提供一种用于驱动换向单元的功率电子开关的栅极驱动器。所述栅极驱动器包括：关断电流源，连接到所述功率电子开关的栅极；以及附加电流源，与所述关断电流源并联，并且被配置为：在所述功率电子开关的关断时控制所述功率电子开关的集电极到发射极电压的变化。

根据本公开另一方面，提供一种包括换向单元的电路。所述换向单元包括功率电子开关，具有集电极、栅极和发射极。所述集电极与所述栅极之间的绝缘形成寄生电容。所述换向单元还包括续流二极管、电容器和电感。栅极驱动器驱动所述功率电子开关。所述栅极驱动器包括：关断电流源，连接到所述功率电子开关的所述栅极；以及附加电流源，与所述关断电流源并联。所述附加电流源被配置为：在所述功率电子开关的关断时控制集电极到发射极电压变化。

根据本公开又一方面，还提供一种包括具有两个换向单元的支路的电路。每个换向单元具有功率电子开关。包括接通电流源和关断电流源的两个栅极驱动器被配置为：在关断并且然后接通所述两个功率电子开关之一的同时，接通并且然后关断所述两个功率电子开关中的另一个。还包括两个附加电流源，每个附加电流源与所述两个栅极驱动器之一的关断电流源并联。

本公开的第四方面涉及一种转换器，被配置为：执行选自DC到DC转换、DC到AC转换以及AC到DC转换的转换。所述转换器包括上述电路之一，所述电路具有至少一个换向单元，其具有功率电子开关、包括接通电流源和关断电流源以及与所述关断电流源并联的附加电流源的栅极驱动器。

在阅读参照附图仅通过示例的方式给出的的其说明性实施例的以下非限定性描述时，前述和其它特征将变得更清楚。

附图说明

参照附图，仅通过示例的方式将描述本公开的实施例，其中：

图1是带有电压源和电流负载的具有单个功率电子开关以及单个续流二极管的传统换向单元的理想电路图；

图2是示出寄生电感和电容的图1的传统换向单元的另一电路图；

图3是典型IGBT的等效电路的说明；

图4是示出作为栅极电阻值的函数的IGBT的开关损耗的示例的图线；

图5是具有一对功率电子开关并且进一步示出栅极驱动器的传统IGBT支路的电路图；

图6是根据实施例的具有用于控制穿过换向单元的IGBT的电压变化的附加电容器的栅极驱动器的电路图；

图7a和图7b示出可以用作图6的栅极驱动器的部分的电流源的两个示例；

图8是示出IGBT的寄生电容的非线性的图线；

图9是示出在没有外部电容器的情况下使用具有单个关断电流源的栅极驱动器在关断时的高电压IGBT的典型波形的图线；以及

图10是示出在外部电容器的情况下使用图6的栅极驱动器在关断时的高电压IGBT的预测波形的图线。

相同标号在各个附图上表示相同特征。

具体实施方式

本公开的各个方面通常解决在关断之时换向单元中出现的过压的问题以及在接通之时换向单元中出现的过度恢复电流的问题中的一个或多个。一般而言，当过压和过度恢复电流在控制下时，期望减少功率电子开关的故障的风险。可以至少部分地通过在换向过程期间将功率电子开关保持得接近它们的线性区域实现该目的。

在一个方面中，本公开介绍一种用于驱动包括功率电子开关的换向单元的栅极驱动器。功率电子开关具有集电极、栅极以及发射极。集电极与栅极之间的绝缘形成寄生电容。栅极驱动器被配置作为连接到功率电子开关的栅极的一对电流源，所述电流源分别提供接通电流和关断电流。附加电流源放置得与栅极驱动器的关断电流源并联，并且被配置为：在功率电子开关的关断时限制集电极到发射极电压变化(dV/dt)。附加电流源的出现在关断时将功率电子开关保持进入其线性操作区域方面是起作用的。

更详细地说，为了控制在关断时穿过功率电子开关(例如IGBT)的集电极和发射极的电压变化，本技术减慢栅极电压的变化，从而其保持得稍微小于整个功率电子开关的最慢子组件可承受的最大变化速率。

可操作为尤其在IGBT的关断时限制换向单元中的过压的电路描述于国际专利申请PCT/CA2012/001125和PCT/CA2013/000805中、美国临时申请No.61/808,254和No.61/904,038中以及可得自http://www.advbe.com/docs/DeciElec2013-Jean Marc Cyr-TM4.pdf的“Reducing switching losses and increasing IGBT drive efficiency with Reflex^TM gate driver technology”中，其全部由Jean-Marc Cyr等人著作，它们的公开通过引用合并到此。本技术提供在换向单元的功率电子开关的关断时减少过压。在此所提出的解决方案通常与用于限制相对二极管的恢复电流以及穿过功率电子开关的过压的其它解决方案是兼容的。故此，在此所提出的解决方案可以单独使用，或与国际专利申请PCT/CA2012/001125和PCT/CA2013/000805中、美国临时申请No.61/808,254和61/904,038中以及Jean-Marc Cyr等人的“Reducing switching losses and increasing IGBT drive efficiency with Reflex^TM gate driver technology”中所描述的解决方案组合而使用。

图6是根据实施例的具有用于控制穿过换向单元的IGBT的电压变化的附加电容器的栅极驱动器的电路图。附加电容器的存在有助于在开关过程的集电极到发射极电压变化(dV_ce/dt)时段期间将IGBT保持在其线性区域中。换向单元100包括功率电子开关18。并未示出包括续流二极管、电压源(例如电容器)以及电流负载(例如输出电感)的换向单元100的其它组件，以简化说明；上文中已经介绍这些元件。功率电子开关18具有集电极22、栅极26以及发射极24。集电极22与栅极26之间的绝缘形成寄生电容36。图6所示的栅极驱动器72R包括连接到功率电子开关18的栅极26的接通电流源80和关断电流源82。接通电流源80在功率电子开关18的接通时提供接通电流I_on。关断电流源82在功率电子开关18的关断时提供关断电流I_off。附加电流源(如下所述)放置得与栅极驱动器72R的电流源80、82并联，并且被配置为：在功率电子开关18的关断时限制集电极到发射极电压变化dV_ce/dt。附加电流源的出现在功率电子开关18的接通时并不带来显著影响，因为dV_ce/dt主要受续流二极管以及续流二极管的寄生电容器(包括与该续流二极管并联的相对功率电子开关的集电极到发射极电容器)以及功率电子开关的集电极到发射极电容器(包括与之并联的续流二极管电容器)的恢复电流驱动。

栅极驱动器72R内的附加电流源的出现减慢在功率电子开关18的关断时栅极到发射极电压V_ge并且因此集电极到发射极电压V_ce的改变。这样有助于当集电极到发射极电压V_ce增加时将功率电子开关18保持在其线性区域中。并非限制，可以通过在集电极22与栅极26之间将外部电容器102与寄生电容36并联连接构造附加电流源。可以使用公式(2)确定外部电容器102的值C_ext：

其中：

C_ext是外部电容器102的值；

I_off是在关断时栅极驱动器72R所提供的电流；

dV_cg/dt是集电极到栅极电压V_cg的期望的最大变化；以及

C_res是集电极22与栅极26之间的寄生电容36的值。

如以下所表示的那样，C_res的值作为IGBT的集电极到发射极电压的函数而变化。当C_res处于其最小值时，在高集电极到发射极电压时，应使用公式(2)计算外部电容器的值C_ext。

图6示出大地基准104。结合大地基准104定义栅极驱动器72R的电压+V_cc和-V_dd。

图7a和图7b示出可以用作图6的栅极驱动器的部分的电流源的两个示例。栅极驱动器72R1(图7a)和72R2(图7b)是图6的栅极驱动器72R的变形。栅极驱动器72R1和72R2都包括以放置得与功率电子开关18的(其它附图所示的)寄生电容36并联的外部电容器102形成的附加电流源。

电流源的另一示例可以包括具有值R_G的简单栅极电阻器。该电流源的性能受随着功率开关中循环的电流改变的V_ge(th)的变化影响。可以使用公式(3)确定在关断时栅极电阻器所提供的电流源I_off：

其中：

-V_dd是在关断时施加到栅极驱动器72R的关断电流源82的电压；

V_Le是发射极电感30上的电压；

V_ge(th)是功率电子开关18的栅极发射极阈值电压；以及

R_G是当栅极驱动器运作为电流源时栅极驱动器72R的输出电阻值。

在加入附加电流源于在任何换向单元的关断时控制电压变化方面可以是有益的同时，这在功率电子开关是高电压高功率电子非线性开关(例如绝缘栅双极型晶体管)的情况下是尤其高效的。

虽然图6示出加入到换向单元100的栅极驱动器的附加电流源102，但包括附加电流源也可应用于图5的IGBT支路70。在此情况下，与栅极驱动器72中的每一个的现有电流源80、82并联加入附加电流源(例如102)。附加电流源102可以是匹配的或不匹配的。并非限制，两个附加电流源可以包括实质上相等值的一对外部电容器102，二者放置得与对应功率电子开关18的集电极到栅极电容36并联。

图8是示出IGBT的寄生电容的非线性的图线。该图线示出集电极到栅极寄生电容36(C_res)、栅极到发射极寄生电容38(C_ies)以及集电极到发射极寄生电容(C_oes)的值作为集电极22与发射极24之间的电压V_ce的函数如何变化。IGBT的寄生电容器是深度非线性的，如图8的图线的对数垂直图例所表明的那样。当穿过集电极22与发射极24之间所形成的绝缘势垒的电压V_ce很低时，电容值相当高。当电压V_ce很高时，电容值大大减少。为此，因为当IGBT经受高集电极到发射极电压V_ce时寄生电容36的值C_res很小，所以在栅极26中注入如本公开中所教导的那样所计算的电流的外部电容器102的加入允许将IGBT保持在其线性区域中，而不在集电极到发射极电压V_ce的低值时产生显著影响。

流到IGBT的集电极和发射极中的电流的变化产生穿过发射极电感30的电压V_Le。在dV_ce/dt期间，电流在IGBT的输出电容器C_oes中循环。因为所加入的电流源将dV_ce/dt限制为固定预定值，所以实际上穿过发射极电感30(L_e)不产生电压。虽然V_Le以图6所指示的极性加入到电源电压源，但该值接近零。如果栅极电阻器用作电流源，则考虑公式(3)，可以观测到，V_Le限制在关断时栅极驱动器72R所提供的电流I_off的电压。在集电极到栅极寄生电容36中循环的电流(称为“Miller电流”)以及在外部电容器102中循环的电流保持为低值，减少因加入外部电容器102所产生的开关损耗。在一些实际实现方式中，已经发现，外部电容器102的优化值处于集电极到栅极寄生电容36的最小值的量值的量级上，在此情况下，加入外部电容器102对栅极驱动器72R中的能量耗散的影响并不显著。

图9是示出在没有外部电容器的情况下使用具有单个关断电流源的栅极驱动器在关断时的高电压IGBT的典型波形的图线。图10是示出在外部电容器的情况下使用图6的栅极驱动器在关断时的高电压IGBT的预测波形的图线。这两幅图使用发射极电感30以限制过压。图6的栅极驱动器包括穿过外部电容器102的dV_ce/dt所产生的附加电流源。图9和图10在它们的垂直(电压)轴和水平(时间)轴上使用相等的图例。比较图9和图10的图线，两条图线示出在IGBT的关断时的集电极到发射极电压V_ce的快速增加110。这两条图线示出，V_ce最终到达平稳期114或116，然后当开关过程完成时到达等于DC电压V_bus的稳定电平120。然而，在没有图6的附加电流源的情况下，图9示出在领先于稳定电平120的平稳期114之前在快速增加110的结束时产生的V_ce的高过压峰值112。在图9的情况下，可以观测到，IGBT的等效输入MOSFET在关断时在集电极到发射极电压上升期间离开其线性区域。集电极与发射极之间的高过压峰值112V_ce因栅极到发射极电压V_ge的延迟而产生，然后返回到其线性区域中。与之对比，如图10所示，领先于稳定电平120的下平稳期116消除并且替代高过压峰值112。IGBT在关断时在整个开关过程期间停留在其线性区域中。差别源于通过在dV/dt期间生成电流的外部电容器102所构建的图6的附加电流源的存在，其有助于消除栅极到发射极电压V_ge上的延迟，将栅极到发射极电压V_ge保持在其线性区域中。并非限制本公开，图9和图10的示例示出大约600伏特的总线电压V_bus，集电极到发射极电压V_ce的快速增加110具有大约100μ秒至150μ秒的持续期。

前面提供可应用于可以用在包括DC-DC转换器以及DC-AC转换器或AC-DC转换器中的半导体的全部支路的任何配置中的换向单元以将例如交变电流提供给所连接的负载(例如电车的电机)的解决方案的描述。

本领域技术人员应理解，栅极驱动器和电路的描述仅是说明性的，而非意图以任何方式进行限制。其它实施例将容易地对具有本公开的益处的本领域技术人员建议它们自身。此外，所公开的栅极驱动器和电路可以定制为提供对在换向单元中的开关时产生的过压的现有需求以及问题的有价值的解决方案。

为了清楚，在此并未示出并且描述栅极驱动器和电路的实现方式的所有常规特征。当然，应理解，在栅极驱动器和电路的任何这样的实际实现方式的开发中，可能需要进行大量实现方式特定的判断，以实现开发者的特定目的(例如与和应用、系统和商业有关的约束的顺应性)，并且这些特定目的将随着实现方式并且随着开发者而变化。此外，应理解，开发努力可能是复杂并且耗时的，但对于具有本公开的益处的功率电子领域的技术人员将绝非是承揽工程的常规。

应理解，栅极驱动器和电路在其应用方面不限于附图中所示出以及以上所描述的构造和部分的细节。

所提出的栅极驱动器和电路能够用于其它实施例，并且能够通过各种方式实践。还应理解，在此所使用的短语或术语目的是描述而非限制。因此，虽然以上已经通过其说明性实施例的方式描述栅极驱动器和电路，但权利要求的范围不应限于示例中所阐述的实施例，而应给予与整个描述一致的最宽泛的解释。