控制电路、电压调节器以及用于运行电压调节器的方法与流程

本发明涉及一种控制电路、一种电压调节器以及一种用于运行电压调节器的方法。

背景技术：

在近乎所有电子系统中都使用电压调节器，以便由变化的输入电压产生恒定的系统供电电压。基于其高的效率通常使用定时的电压转换器。如果输入电压在此始终比待产生的系统供电电压更高，则经常选择Buck转换器拓扑(Buck Converter-Topologie)，也称降压转换器

对于输出电压的调节存在多种方法。首先，在具有恒定频率的方法(脉冲宽度调制：PWM)与具有变化频率的方法(在恒定的开或关时间下的频率调制：PFM)之间进行区分。在具有对电磁发射(EME)的高要求的系统中优选地使用PWM调节。

在具有PWM调节的系统中已知两种用于产生PWM信号的方法，它们是电压模式控制(VMC)和电流模式控制(CMC)。

两种方法具有个体化的优点和缺点并且因此近乎用于相同的范围中。电压模式控制的优点此外还是，调节装置仅由调节环路组成。缺点例如是环路增益与输入电压Vin的相关性。因此，在具有大Vin范围的Buck转换器中必须采取措施，以便补偿该相关性并且在共同的Vin范围中确保稳定的调节。

技术实现要素：

根据本发明，一种用于产生用于电压调节器的锯齿波电压的控制电路，所述控制电路具有至少一个电阻和至少一个电容器用于基于输入电压产生所述锯齿波电压，其中，所述电阻或所述电容器具有多个能够单独开关的元件，其中，计数器控制至少一个元件用于产生不同幅度的锯齿波电压并且比较器设置用于当所述锯齿波电压达到预给定的电压时使所述计数器停止。

根据本发明的控制电路具有如下优点：尤其对于具有电压模式控制的Buck转换器提出用于控制输入电压Vin与锯齿波电压Vpp的恒定比例的简单的但稳健的方法。本发明基于在启动电压调节器之前的参考时间(阶段2)之内将由控制电路或锯齿波发生器产生的电压斜坡(Spannungsrampe)均衡到预给定的电压值上。在电压调节器的随后运行中将与输入电压成比例的值例如通过分压器用作控制电路的目标电压。因此，在阶段2中，在输入电压变化时提供锯齿波电压的尽可能快的匹配。这尤其能够实现：在输入电压变化时进行电压调节器的环路增益的尽可能快的前馈补偿，在系统启动时或根据需要能够实现前馈路径的自均衡和/或在半导体工艺技术中或在使用寿命上不再存在环路增益的在方差上的变化。取而代之地，方差仅仅还取决于时间参考。

还能够实现，计数器如此开关所述元件，使得电阻的值或电容器的值逐步地改变。借助所述系统性操作能够实现锯齿波电压的可靠的和快速的调整。

在一种特别的实施方式中设置，计数器是四位计数器。这允许具有十六层级的高精度。如果以电阻的公差20％和电容器的公差10％、即总公差30％为基础，则借助四位计数器实现不足2％的精度或分辨率。如高值的计数器那样，也可以使用二位或三位计数器。已表明，三位或四位计数器是耗费与可达到的精度之间的好的折衷。

替代地有利地设置，电容器由四个元件组成，所述四个元件中的三个能够由三位计数器开关。相对于一个不可开关的基本元件，设置三个可开关的元件，它们的值，也就是说电阻或在此电容优选地翻倍。这是简单的并且极为有效的结构。

根据本发明的一种优选的实施方式设置，模拟乘法器提供参考电压或电压调节器的输入电压作为预给定的电压。因此，可以与电压调节器无关地，即也在电压调节器的运行之前以参考电压均衡或校准控制电路。此外，所述过程以连续的参考电压变得简化。

根据本发明提供一种电压调节器，其具有用于调整输出电压的高低的开关，其中，控制电路如上所述地控制开关。如上所述的同样的优点和改型也适用。

根据本发明的一种优选的实施方式设置，电压调节器是降压转换器。所述构型、尤其以具有电压模式控制的PWM电压调节器形式的构型特别适合于本发明。

根据本发明的一种用于运行电压调节器的方法，所述电压调节器具有用于调整输出电压的高低的受控的开关，所述方法原则上包括：产生锯齿波电压用于控制所述开关，借助具有多个能够单独开关的元件的电阻或电容器，改变所述锯齿波电压的幅度，并且当所述锯齿波电压的幅度达到预给定的电压幅度的时候保持所述元件的数量。如上所述的同样的优点和改型也适用。

在一种特别的实施方式中设置，在第一阶段中，在所述电压转换器的电压转换运行状态之前预给定参考电压的所述预给定的电压幅度，其中，在第二阶段中，在所述电压转换器电压转换运行状态中预给定所述电压转换器的输入电压的所述预给定的电压幅度。

可以通过计数器逐步地减小电容器的电容。借助所述系统性操作能够实现锯齿波电压的可靠的并且快速的调整。

附图说明

根据附图和以下的描述进一步阐述本发明的实施例。附图示出：

图1：电压调节器的示意性电路图；

图2：用于电压调节器的控制电路的示意性电路图；以及

图3：具有控制电路的电压变化过程的图表。

具体实施方式

在图1中示意性地示出电压调节器1。电压调节器1是Buck转换器(英文：Buck-Converter)，其根据脉冲宽度调制(PWM)的原理工作。电压调节器1根据电压模式控制(VMC)工作。电压调节器1由时间上变化的输入电压Vin产生恒定的电压Vout，所述恒定的电压例如用作用于机动车的车载电网的系统供电电压或用于各个部件——例如控制装置的系统供电电压。

电压调节器1具有例如开关晶体管形式的开关2。在开关2后面接地地连接有空载二极管(Freilaufdiode)3。为了降低空载二极管3的开关损耗，可以通过受控的MOSFET来取代所述空载二极管。在空载二极管3后面在纵向方向上布置有线圈4。线圈4具有电感5和绕组电阻6。在线圈4后面接地地连接有具有尽可能小的等效串联电阻8的辅助电容器7(Stützkondensator)或滤波电容器7。与电容器7并联地连接有负载电阻9，在所述负载电阻上降落输出电压Vout。

还设置有控制电路10用于产生锯齿波电压Vpp。将锯齿波电压Vpp输送给比较器11，在所述比较器的第二输入端上施加调节脉冲宽度调制的运算放大器的输出信号或错误信号Verr。比较器11的输出必要时通过延迟单元12控制开关2。由此，调整电压调节器1的占空比，所述占空比通过开关的接通持续时间除以周期持续时间来定义。

现在借助图2进一步描述控制电路10。控制电路10由输入电压Vin或Vref产生具有恒定的频率和变化的幅度的锯齿波电压Vpp，所述锯齿波电压相应于值k*Vin。其中，值k通过分压器13来调整。

控制电路10工作在两个阶段中，它们基本上通过以下方式区分：在第一阶段中由异步乘法器14馈给固定的和所定义的参考电压Vref。第一阶段在时间上处于电压转换器1的本身的电压转换运行状态之前。在可以相应于电压转换器1的电压转换运行状态的第二阶段中，由异步乘法器14馈给电压转换器1的输入电压或输入电压的通过分压器13确定的比例k*Vin。

U/I转换器(电压电流转换器)15将预给定的电压转换为电流，所述预给定的电压如上所述可以是参考电压或输入电压。U/I转换器15包括电阻16、运算放大器17以及晶体管18。将在U/I转换器中产生的电流输送给电流镜19，所述电流镜又将输出电流馈入到电路中。

在那里接地地连接有电容器20，所述电容器由多个单个的电容器组成。电容器21直接接地连接并且具有第一电容Co。具有电容Cn的另一晶体管22通过开关晶体管23接地连接。具有电容2*Cn的第三电容器24通过开关晶体管25接地连接。具有电容4*Cn的第四电容器26通过开关电容器27接地连接。

通过电阻16和电容器20确定锯齿波电压Vpp的电压斜坡du/dt。相应地，电压斜坡可以通过电阻16的或电容器20的匹配来改变或匹配。在此改变电容器20。

现在，以下描述控制电路10的在图2中在下方示出的控制区域。随着通过引导到触发器29的清零输入端CLR上的禁止信号28的释放，第一阶段或均衡循环开始。也给电路10输送时钟信号T。时钟信号T具有小的占空比或换言之，具有高电平的信号份额相对于时钟非常小。此外，时钟信号T的高电平阶段应如此长，使得可以进行电容器Co+n*Cn的到下一周期的开始值上的放电。但是，高电平阶段必须远远小于所述周期地保持，因为在所述时间内锯齿波信号还没有开始。Co与Cn的比例取决于所期望的捕获区域(Fangbereich)，所述捕获区域应由自动微调(Auto-Trimming)覆盖。

将时钟信号输送给触发器29，从而所述触发器29随着第一上升时钟沿被置位。因此，触发器29保证第一阶段1随着时钟信号T同步开始。随着触发器29的置位，另一触发器30被激活并且控制或门31，所述或门接着打开开关晶体管32，在所述开关晶体管上使电容器20放电。也将时钟信号T输送给或门31，从而对于每时钟使电容器20放一次电，以便因此产生锯齿波电压Vpp。

由三个D触发器34、35和36组成的计数器33控制三个开关晶体管23、25和27。自均衡的原理基于，逐步地如此长时间地减小电容21、22、24和26或换言之总电容20以便产生锯齿波信号Vpp，直至在一个时钟周期中达到参考电压Vref的阈值。

将锯齿波电压Vpp同样如参考电压Vref那样输送给比较器37，该比较器的输出端施加在触发器30的时钟输入端上。触发器30的反相输出端Q’与与门38的输入端连接。与门38的第二输入端以时钟信号T加载。与门38与计数器33的第一D触发器34的时钟输入端连接并且因此有利于计数器33的控制。当施加时钟信号T的上升沿并且锯齿波电压Vpp的幅度还没有达到电压Vref的幅度时，使计数器33以阶梯递减记数。这通过比较器37和触发器30来确保。因此计数器33总是进一步递减记数，这引起：电容器20的电容值降低，直至锯齿波电压Vpp的幅度达到参考电压Vref的幅度。

如果是这种情形，则触发器30受时钟边沿控制并且在其D输入端上接收值1。这导致，输出显示控制电路10的现在经微调的状态的微调信号39。还借助微调信号39切换异步乘法器14，从而在异步乘法器的输出端上从现在起施加电压k*Vin。此外，锁止与门38，从而计数器33的状态冻结，由此，电容器20的电容值保持固定地设定。

因此，禁止时钟信号T到计数器33的另一通道并且冻结计数器状态。信号39显示，已经成功地进行均衡并且现在可以释放电压调节器1用于电压转换运行。在随后的第二阶段预给定值k*Vin作为用于锯齿波电压Vpp的目标电压。

当Vpp＝Vref/Ro*1/(Co+n*Cn)*T时，阶段1结束，其中，Ro是电阻16的电阻值，Co是电容器21的电容值，Cn是电容器22的电容值并且T是时钟信号的周期持续时间。

在第二阶段期间适用以下关系：

Vin/Vpp＝Ro*(Co+n*Cn)/T*1/k

以下借助图3讨论控制电路10的信号变化过程。在图3中示出的信号变化过程相应于具有四位计数器的电路。在图2中示出具有三位计数器的实现。借助四位计数器存在具有8*Cn电容的另一部分电容器，所述另一部分电容器通过计数器的第四D触发器来控制。控制电路10的剩余组成部分是相同的。

在图3的最上面的信号变化过程中一方面示出时钟信号T，所述时钟信号通过每周期短的接通持续时间来表征。此外示出禁止信号28，禁止信号在第三时钟中被置位。

因此，如在图3的第二行示出的那样，其幅度在下一时钟中连续上升的锯齿波电压Vpp开始，直至其达到参考电压Vref的幅度值。这在九个循环之后是如在图3的最下面的图表中可见的那样的情形。在那里示出计数器的计数器值n。在这一时刻计数器值n由最初的15减少至7。

在通过锯齿波电压Vpp的幅度达到参考电压Vref的幅度时，比较器输出输出信号，这通过在图3的第三行中的垂直走向的信号变化过程可以看出。在第三行中也示出微调信号39的信号变化过程，所述微调信号随着比较器37的信号的输出置于高电平。比较器37的输出信号将信号变化过程划分成第一阶段40以及第二阶段41，在所述第一阶段中，参考电压Vref定义为用于锯齿波电压Vpp的目标电压，在所述第二阶段中，将电压k*Vin预给定为用于锯齿波电压Vpp的目标电压。

这在图3的第二行中示出，在所述第二行中，锯齿波电压Vpp在第二阶段41中从现在起跟随电压k*Vin的稍微更低的电压电平。如可见的那样，在60μs的时刻电压k*Vin的幅度变化，并且锯齿波电压Vpp近乎无延迟地跟随新的目标值。