马达系统以及压缩机的制作方法

本发明涉及马达系统以及压缩机。

背景技术：

专利文献1记载有提供能够用少量的晶体管控制大量的电磁铁的电流控制装置的结构。专利文献2记载有线性马达。

专利文献

专利文献1：日本特开平8-145056号公报

专利文献2：日本再公表专利wo2011/154995号小册子

技术实现要素：

专利文献1涉及旋转体的磁轴承，对分别隔着转子侧的铁芯9而对置的两个电磁铁6、7的各个电磁铁分别提供从具有六个开关元件的逆变器桥3获得的线间电压vu-n、vv-n(参照图1、2等)。也就是说，在专利文献1中，对对置的两个电磁铁6、7施加不同的线间电压。由此，控制作为控制对象的铁芯9的一个方向的位置。

专利文献1是控制铁芯9的一个方向的位置的发明，在控制两个方向以上的位置的情况下，需要将同样的结构设置两个以上。在开关元件的需要数量增加时，导致成本增加、装置大型化。

此外，专利文献1所公开的对电磁铁6、7输出的两个线间电压值vu-n、vv-n，如专利文献1的图5、6、图7所示，并未公开使有无极性切换以及有无频率分量的特性相同、而利用不同特性的线间电压值的方法。

专利文献2公开有被配置为夹入并保持配置于可动件的磁铁的多个磁极、集中卷绕于多个磁极的绕组以及由磁性材料和交替排列磁铁的极性的磁铁列构成的可动件(摘要)。

专利文献2未公开对可动件施加两个方向的力的结构。另外，未公开使可动件悬浮的结构。

本发明是鉴于上述理由而完成的，提供一种马达系统，具备：电力变换装置，具有第一、第二及第三上下支路，该第一、第二以及第三上下支路是串联连接两个开关元件而成的；控制对象；以及第一负载，具有与该控制对象对置的磁极齿以及卷绕于该磁极齿的绕组，所述马达系统的特征在于，具有第二负载，该第二负载具有隔着所述控制对象而在第二方向对置的两个磁极齿和卷绕于该磁极齿的一方或者两方的绕组，所述电力变换装置通过向所述第一负载的输出对所述控制对象施加第一方向的力，通过向所述第二负载的输出对所述控制对象施加第二方向的力。

根据本发明，能够提供能够在抑制开关元件的需要数量的同时控制控制对象的多方向的位置的马达系统。

上述以外的课题、结构以及效果通过以下的实施例的说明将更加明确。

附图说明

图1是实施例1的线性马达系统的示意图。

图2是实施例1的线性马达系统的示意图。

图3是实施例1的线性马达系统的示意图。

图4是表示实施例1的可动件的位置与(a)电流波形的关系、(b)推力的关系的图。

图5是表示实施例1的电流的相位与永久磁铁的位置的关系的图。

图6是表示实施例1的可动件的位置与各相的电压指令值的关系的图。

图7是表示实施例1的可动件的位置与各相的线间电压指令值的关系的图。

图8是表示实施例1的进行了可动件的前后方向位置的控制的情况的电压指令值的图。

图9是表示实施例1的进行了可动件的前后方向位置的控制的情况的线间电压的图。

图10是表示实施例1的进行了可动件的上下方向位置的控制的情况的电压指令值的图。

图11是表示实施例1的进行了可动件的上下方向位置的控制的情况的线间电压的图。

图12是表示实施例1的电压指令值的其它例的图。

图13是表示实施例1的w相的电压指令值达到上下限时的电压指令值的图。

图14是表示实施例1的w相的电压指令值达到上下限时的线间电压的图。

图15是表示实施例1的控制部的结构以及输入输出关系的图。

图16是表示实施例1的电压指令值制作器的结构的图。

图17是实施例1的驱动用电枢的立体图。

图18是实施例1的驱动用电枢的侧面剖面立体图。

图19是实施例1的驱动用电枢和磁悬浮用电枢的立体图。

图20是实施例1的驱动用电枢和磁悬浮用电枢的侧面示意图。

图21是实施例1的磁悬浮用电枢以及可动件的正面示意图。

图22是表示实施例2的电力变换电路的电压指令值的图。

图23是表示实施例2的电力变换电路的线间电压的图。

图24是表示实施例3的线性马达的三个驱动用电枢、悬浮用电枢、电力变换电路的连接关系的图。

图25的(a)是表示分别流三个驱动用电枢的对称三相交流电流、(b)是可动件通过各驱动用电枢而受到的推力的图。

图26是表示实施例3的对三个驱动用电枢的电压指令值和悬浮用电枢接受的电压值vu+v+w的图。

图27是表示实施例3的可动件以及各电枢的排列的侧面示意图。

图28是实施例3的电压指令值制作器的框图。

图29是实施例4的压缩机的纵剖面图。

图30是实施例4的压缩机的去掉密闭容器3的立体图

图31是实施例4的去掉密闭容器的水平剖面的立体图。

图32是作为具有搭载有线性马达的压缩机的设备的一个例子的实施例5的电冰箱的纵剖面图。

(符号说明)

1：气缸体；1a：气缸；2：永久磁铁；3：密闭容器；4：活塞；5：定子；6：可动件(控制对象)；6a：永久磁铁；6b：可动件框架；7：磁极；7e：连接磁极齿的铁芯；8：绕组；9a：驱动用电枢(第一负载)；9b：悬浮用电枢(第二负载)；10：桥；11：隔件；16：气缸头；17：头罩；20：压缩要素；22：顶部包装；23：共振弹簧；24：引导杆；25：终端框架；30：电动要素；40：吐出阀装置；49：支撑弹簧；50：密闭型压缩机；70：磁极齿；100：线性马达系统；101：电力变换装置；102：控制部；103：控制部；104：线性马达；105：电力变换电路；120：直流电压源；122：开关元件；123：栅极驱动器电路；124：驱动信号；131：电压振幅制作部；132：交流电压指令值制作部；135：偏心/倾斜检测部；136：分压电阻。

具体实施方式

以下，参照添附的附图来说明本发明的实施例。对同样的构成要素附加相同的符号，省略相同的说明。另外，有时将前后方向、上下方向、左右方向分别称为第一方向、第二方向、第三方向。

实施例1

作为马达系统的一个例子的线性马达系统100具有具备电力变换电路105的电力变换装置101以及线性马达104。电力变换装置101将作为马达的一个例子的线性马达104的可动件6作为控制对象。线性马达104具有对可动件6提供推力的驱动用电枢9a以及提供磁悬浮力的悬浮用电枢9b。

本实施例中的第一负载是驱动用电枢9a，第二负载9b是悬浮用电枢9b。以下，将第一负载和第二负载总称为负载，将驱动用电枢9a和悬浮用电枢9b总称为电枢9。

[线性马达系统100]

<电力变换电路105>

图1是本实施例的线性马达系统100的示意图。示出经由逆变器121输出到线性马达104的电流的流动等。

电力变换电路105具有逆变器121、直流电压源120、栅极驱动器电路123。逆变器121具有六个开关元件122(例如igbt、mos-fet等半导体开关元件)。使电力向直流电压源120环流的环流二极管连接于各开关元件122。开关元件122被两个两个地串联连接。将串联连接的两个开关元件122称为上下支路。

在连接两个开关元件的导线从连接点cp1-cp3分别延伸出连接到线性马达104的驱动用电枢9a以及悬浮用电枢9b中的任意电枢的导线。通过控制上下支路的开关(on-off)而对来自直流电压源120的输入进行操作，能够控制经由连接点cp1-cp3输出的电流或者电压。通过来自电力变换电路105的输出对线性马达104的绕组8施加电流，从而能够控制作为控制对象的可动件6的两个方向的位置。

以下，将连接点cp1-cp3所属的各上下支路、与连接点cp1-cp3连接的导线或者流过该导线的电流或者电压分别称为u相、v相、w相。

开关元件122基于由后述的控制部102生成的三相交流电压指令值，根据栅极驱动器电路123输出的脉冲状的驱动信号(124a～124f)进行开关动作。以下，说明为通过驱动信号对输出电压值进行指令控制，但即使对输出电流值进行控制时也能够同样进行。

此外，在电力变换电路105的直流侧附加有分流电阻125的情况下，能够利用在用于在流过过大的电流时保护开关元件122的过电流保护电路或后述的单电阻电流检测方式等。

图1所示的电流检测单元107检测流过线性马达104或者电力变换电路105的三相的交流电流内的、流过两相的电流。虽然也可以检测全部相的交流电流，但根据基尔霍夫的法则，只要能够检测三相中的两相，则能够根据所检测出的两相计算另一相。

作为检测流过线性马达104或者电力变换电路105的交流信号的其它方式，例如有从流过附加在电力变换电路105的直流侧的分流电阻125的直流电流来检测电力变换电路105的交流侧的电流的单电阻电流检测方式。在该方式中，利用如下事实：根据构成电力变换电路105的开关元件的通电状态，分流电阻125中流过与电力变换电路105的各相的交流电流等同的电流。流过分流电阻125的电流随时间变化，所以需要以驱动信号124变化的定时为基准在适当的定时检测电流。虽然未图示，电流检测单元107也可以使用单电阻电流检测方式。

<电力变换电路105和电枢9的连接关系>

图2是本实施例的线性马达系统100的示意图。线性马达104具有与电力变换电路105连接的两个电枢9(驱动用电枢9a、悬浮用电枢9b)。在本实施例中，具有一个驱动用电枢9a和一个悬浮用电枢9b，但也可以分别是两个以上。悬浮用电枢9b优选分别设置于可动件6的重心单位前侧以及后侧。

电力变换电路105对驱动用电枢9a输出u相以及v相的线间电压vu-v，对悬浮用电枢9b输出v相以及w相的线间电压vv-w。驱动用电枢9a、悬浮用电枢9b都具有基于线圈(绕组8)的电感。各电枢9的构造、绕组8的配置等的详情后述。能够根据与电力变换电路105连接的设备(在本实施例中线性马达104)，使负载9为电感、电阻、电容或者它们的组合。

图3是本实施例的线性马达系统100的示意图。线性马达系统100具有电力变换装置101和线性马达104。

电力变换装置101具有：控制部102，输出电力变换电路105的输出电压指令值；电力变换电路105；位置检测部106，检测或者推测可动件6的前后方向位置；以及偏心/倾斜检测部135，检测或者推测可动件6的上下方向的位置(偏心)或者前后方向或左右方向的倾斜。

以下，将线性马达104的电枢9以及可动件6的相对运动方向称为“前后方向”。控制部102能够从位置检测部106和偏心/倾斜检测部135得到可动件6的往复运动位置和偏心/倾斜的信息。此外，未必一定是上下方向与重力方向平行，也可以前后方向、左右方向或者其以外的方向与重力方向平行。

关于控制部102进行的控制的详情后述。本实施例的电力变换电路105使用六个开关元件122来控制向驱动用电枢9a以及悬浮用电枢9b的输出。驱动用电枢9a能够控制可动件6的前后方向位置，悬浮用电枢能够控制可动件6的上下方向位置。

可动件6例如通过施加于驱动用电枢9a的正弦波交流电流而接受前后方向的力(推力)，通过施加于悬浮用电枢9b的正负可变直流电流而接受上下方向的力(磁悬浮力)。关于正负可变直流电流，后述。

<线性马达104的构造的概要>

如图3所示，电枢9具有卷绕有绕组8的磁极7。磁极7具有隔开空隙而相互在上下方向对置的两个磁极齿70(参照例如图18)。可动件6配置于该空隙。另外，对置的磁极齿70未必在俯视时一定完全重叠，也可以在前后方向或者左右方向稍微错开而对置。驱动用电枢9a具有两个磁极齿组(即四个磁极齿)，悬浮用电枢9b具有一个磁极齿组(即两个磁极齿)。但是，驱动用电枢9a只要具有一个以上的磁极齿则没有特别限制，并且，悬浮用电枢9b只要具有一组以上的磁极齿组则没有特别限制。

可动件6设置有上下方向磁化的平板状的永久磁铁2。能够与驱动用电枢9a的磁极齿70以及悬浮用电枢9b的磁极齿组分别对置的永久磁铁2a、2b各自只要有一块以上则没有特别限制。在设置有多块与驱动用电枢9a对置的永久磁铁2a的情况下，它们被排列成n极和s极交替。此外，永久磁铁2a的前后方向长度和永久磁铁2b的前后方向长度能够相等，但优选永久磁铁2b的一方更长。由此，即使改变可动件6的前后方向运动长度，也能够稳定地向可动件6施加磁悬浮力。此外，也可以使悬浮用电枢9b的磁极齿70的前后方向长度比驱动用电枢9a的磁极齿70的前后方向长度长。

[可动件6的驱动]

<通过驱动用电枢9a向可动件6施加推力(第一方向的力)>

图4的(a)是表示可动件6的前后方向位置与施加到驱动用电枢9a的电流波形的关系的图、图4的(b)表示由此可动件6的永久磁铁2所产生的推力的图。如图5所示，关于可动件6的位置，将与作为基准的驱动用电枢9a的某个磁极齿70a正对的位置的电气角表示为0，将往复运动的一侧的振幅长度表示为π，将相反侧的振幅长度表示为-π。此外，省略了与磁极齿70a对置的磁极齿70b的图示。

关于可动件6的前后方向位置(相位)，将电气角的一个周期表示为2π。在此，以如下情况为例子进行说明：在相位是0时，磁极齿70a的中心与可动件6的永久磁铁2ab的n极的中心对置，在相位是π/2时，磁极齿的中心与永久磁铁2ab和永久磁铁2ac的中间对置。

与磁极齿70a对置的永久磁铁的极性根据可动件6的相位而不同。通过对驱动用电枢9a施加与该极性的变化匹配的交流电流(在本实施例中为正弦波交流电流)，可动件6得到图4(b)所示的进行半波整流了的推力。也就是说，可动件6得到向前后方向(第一方向)的力。

本实施例的线性马达104是同步式马达，也可以将图4的横轴作为时间来观察。此时，图4能够解释为电流波形及推力的时间变化的图。

能够应用公知的同步式马达技术进行这些向可动件6推力的施加。另外，因为构成为电枢9的上侧的磁极齿70a和下侧的磁极齿70b的磁化极性相反，所以能够与图4、5同样地说明下侧磁极齿70b与永久磁铁2的关系。

<通过悬浮用电枢9b施加悬浮力(第二方向的力)>

参照图3，说明向可动件6施加悬浮力的情况。设为与悬浮用电枢9b对置的永久磁铁2b的极性在上方向为n极(即在下方向为s极)。此时，控制向悬浮用电枢9b的输出电流，以使得将悬浮用电枢9b的上侧的磁极齿70a磁化为n极、将下侧的磁极齿70b磁化为s极。即，控制输出电流，以使得悬浮用电枢9b的上侧磁极齿70e、下侧磁极齿70f各自的磁化极性和与悬浮用电枢9b对置的永久磁铁2的上侧面、下侧面各自的磁化极性相同。由此，能够对可动件6施加磁极齿70e、70f的上下方向中间位置稳定的电动势。即，可动件6得到向上下方向(第二方向)的力。由此，可动件6悬浮于空隙。通过将向悬浮用电枢9b的输出电流保持为恒定(设为恒定电流)，能够以未对可动件6施加外力的状态使可动件6的上下方向位置稳定化。

在此，在可动件6由于干扰而在前后方向或者左右方向倾斜或者在上下方向上偏心的情况下，需要补偿或者控制可动件6的位置。因此，需要控制向悬浮用电枢9b的输出电流的大小和极性。即，向悬浮用电枢9b的输出优选为能够控制大小以及极性、且除了大小或者极性变更时以外实质上由直流分量构成的输出信号。以下，将这样的信号称为“正负可变直流信号”。本实施例的正负可变直流信号，对应于可动件6的偏心或者倾斜的产生而变更大小或者极性。

悬浮用电枢9b的对置的磁极齿70分别位于可动件6的永久磁铁2b的上下侧，所以通过施加一个线间电压vv-w，能够使悬浮用电枢9b的两个磁极齿70磁化。由此，能够对可动件6提供悬浮力。此外，与悬浮用电枢9b对置的永久磁铁在本实施例中是永久磁铁2b，但也可以包括其它永久磁铁2。

<提供推力以及磁悬浮力的电压指令值>

图6是表示电压指令值(驱动信号)相对于可动件6的前后方向位置的的关系的图，该电压指令值是向各相(u、v、w相)的信号指令值的一个例子。各相的电压指令值都是周期为2π的正弦波交流，其中u相和v相为相位偏移π的反相的波形，v相和w相是相同相位而被附加偏置的波形。

图7是表示从电压指令值得到的两个线间电压(u相和v相的电压差vu-v、v相和w相的电压差vv-w)的图。对驱动用电枢9a以及悬浮用电枢9b分别施加该线间电压。

设定与各相的连接关系以获得上述的线间电压，并且，设定向各相的驱动信号以得到上述的电压指令值，从而能够使用具备六个开关元件122的电力变换电路105对两个负载分别提供正弦波交流电压和正负直流电压。由此，能够控制作为控制对象的可动件6的两个方向(前后方向和左右方向或上下方向)的位置。以下，详细说明。此外，在本实施例中，说明控制可动件6的前后方向和上下方向的情况。

为便于说明，以下，有时将线间电压vu-v称为第一线间电压，将vv-w称为第二线间电压，将u、v以及w相分别称为第一、第二以及第三相。

在本实施例中，将三个相的电压指令值设定为如下所述。在三个相内，使第一以及第二相的指令值相互为反相。使第三相为对第一或者第二相中的任意相加上偏置而得到的指令值。在此，说明使第三相为对第二相加上偏置而得到的指令值的情况。

对作为第一负载的驱动用电枢9a提供基于第一相以及第二相的第一线间电压。对作为第二负载的悬浮用电枢9b提供基于第二相以及对第二相加上偏置量而得到的第三相的第二线间电压。

由此，能够对作为第一负载的驱动用电枢9a施加正弦波交流电流，控制可动件6的前后方向位置。另外，能够对作为第二负载的悬浮用电枢9b施加电流，使可动件6的上下方向位置稳定化。上下方向位置的稳定化的原理的详细情况后述，因为能够通过开关元件122的接通断开(on/off)切换来控制对第二负载的电流的输出，控制为正负可变直流电流，所以能够补偿以及控制可动件6的偏心(上下方向位置)和倾斜。即，能够独立地控制可动件6的前后方向的位置和上下方向的位置。

此外，完全可以将图6的纵轴视为驱动信号的接通断开的比率(占空比)。

此外，本实施例的线间电压由于通过开关元件进行电压成形所以可能混入高次谐波分量，但能够通过使其通过低通滤波器而接近电压指令值。例如，能够作为第一线间电压vu-v获得正弦波交流电压、作为第二线间电压vv-w获得恒定电压或者正负可变直流电压。另外，也可以通过第一线间电压施加矩形波交流电流。另外，通过第二线间电压施加的电流也可以是恒定电流。在该情况下，可动件6的永久磁铁受到的力通过接近磁极齿70而变大，所以也能够补偿可动件6的上下方向的偏心或者倾斜。

<控制可动件6的前后方向位置时的电压指令值的变化>

接下来，使用图8和图9来说明控制可动件6的前后方向位置的时的电压指令值。在图8、9中，将横轴设为时间，但是如上所述，因为能够应用公知的同步式马达技术向可动件施加推力，所以能够同样地考虑在图6、7中说明的横轴是相位的情况。例如，在5ms的时间点增大线性马达104的推力(在旋转马达的情况下为转矩)的情况下，通过增大向后述电压振幅制作器131输入的推力指令值，增大第一线间电压的正弦波交流电压的振幅，增大流过驱动用电枢9a的电流。另外，例如，在10ms的时间点增大线性马达104的推力的速度(在旋转马达的情况下为旋转速度)的情况下，通过增大输入后述电压振幅制作器131的位置指令值的变化，提高第一线间电压的正弦波交流电压的频率。

图9是示出图8的例子中的第一线间电压以及第二线间电压的图。因为图8以及图9是磁悬浮力恒定的情况的例子，所以第一线间电压根据推力以及速度而变化，但第二线间电压恒定。

<控制可动件6的上下方向位置时的电压指令值的变化>

另一方面，使用图10和图11来说明进行可动件6的上下方向位置的控制时的电压指令值。关于具体的控制结构例子后述，向可动件6施加悬浮力能够对偏心或者倾斜的指令值与检测值的差值进行比例积分控制。例如，在5ms的时间点对可动件6施加外力而从中心偏移了的情况下，增大第二线间电压的正负可变直流电压，增大流过悬浮用电枢9b的电流。由此，能够增大悬浮力，能够返回到磁极齿70e、70f的上下方向中间位置。另外，例如，在15ms的时间点，可动件6的位置收敛于磁极齿70e、70f的上下方向中间位置，所以减小第二线间电压的正负直流电压。此外，即使在可动件6倾斜的情况下，也能够同样地通过控制电压指令值进行控制。

在对可动件6施加的力不怎么变化的情况下，也可以使第二线间电压恒定，但若考虑削减浪费的电力，则最好是使用比例积分控制器根据需要使电流变化的控制结构。

<考虑开关元件122的发热量的电压指令值>

在图8～图11的说明中，以独立地控制可动件6的前后方向的位置和上下方向的位置为重点而进行了说明，但实际上，同时进行两个控制的情形多。其原因为，在线性马达104的推力或者速度变大的情况下，与其对应地可动件6受到的反作用力也变大。相反地，在需要的增加悬浮力的情况下，线性马达104的负载增加的情形多，所以推力和速度也一并增加。

以上示出了以第一线间电压的相位或者时间是零时为中心而成为对称正弦波的情况，但还能够如图12所示，以零以外的相位或时间为中心而成为对称正弦波。图6和图12的占空比还能够视为开关元件122的igbt和二极管的接通比率。通常，两者的热阻抗相同，但根据逆变器121的结构，还有igbt和二极管的热阻抗也有时存在差别。在该情况下，通过提高热阻抗小的一方接通的比率，具有能够降低发热量的效果。在图12中示出igbt的一方的热阻抗小的情况的例子。因为使全相的电压指令值偏置，所以虽然第一线间电压以及第二线间电压不变化，但能够增加igbt接通比例，能够降低逆变器121的发热量。

<考虑电压指令值的上下限的调整>

在本实施例中，输出并非平衡三相正弦波电压的电压指令值，所以根据条件，有仅某个相的电压指令值超过1的情况。虽然也能够将驱动范围设置至该区域，但在电力变换电路的变换效率最大化的方面还有富余。因此，如图13所示，在某个相(在图13的例子中w相)的电压指令值超过±1的情况下，通过使其它两相偏置超出的量，能够扩大动作范围。在图13的情况下，应取正弦波的电压指令值的w相不得小于电压指令值-1，所以波形的一部分变得平坦。因此，为了避免对第二线间电压vv-w的影响，同样地使v相的电压指令值变得平坦。因此，进而为了避免对第一线间电压vu-v的影响，对u相的电压指令值加上偏置。

[电压指令值的制作]

<控制部102>

首先，说明坐标轴的定义。在本实施例中，使用可动件6具有永久磁铁2的永久磁铁同步式线性马达，所以说明为由电力变换装置101检测、推测或者假设的控制轴的位置与实际的可动件6的位置基本同步。但是，实际上，在加减速时或负载变动时等过渡状态下，有控制轴的位置与可动件的位置产生偏移(轴误差)的情况。在产生轴误差的情况下，还有线性马达104实际产生的推力减少或者流过线性马达104的电流产生失真或跳变的情况。

在电力变换装置101内的处理中利用线性马达104的位置信息。在图5中，将可动件6的永久磁铁2的主磁通方向的位置设为d轴，将从d轴向正方向(纸面右方向)电气地超前90度(电气角90度)的位置设为q轴，定义由d轴和为q轴构成的d-q轴。该d-q轴是固定在可动件6上的运动坐标系。

图15是表示本实施例的控制部102的结构以及输入输出关系的图。向控制部102的电压指令值制作器103输入通过位置检测部107检测到的位置检测值和通过偏心/倾斜检测部135检测到的偏心或者倾斜的值。

<电压指令值制作器103>

图16是表示电压指令值制作器103的结构的图。将位置检测值以及位置指令或推力指令值输入到电压振幅制作器131。电压振幅制作器131例如使用比例积分控制来调整q轴电压指令值vq*，以使得位置检测值与位置指令或者推力指令值一致。

交流电压指令值制作器132输入q轴电压指令值和位置信息，如(1)式以及(2)式所示，输出根据可动件的位置θd使相位偏移π的两相的正弦波电压指令值(vu*以及vv*)。

〔式1〕vu*＝vq*×sinθd……(1)

〔式2〕vv*＝vq*×sin(θd+π)……(2)

比例积分微分控制器133输入通过偏心/倾斜检测部135检测到的偏心或者倾斜的值，使用pid控制来输出磁悬浮电压指令值vm*，以使得这些值为0。加法器134对vv加上磁悬浮电压指令值vm*，输出为vw*。此外，根据pid控制的结果，磁悬浮电压指令值vm*还有时为负值。

通过如以上所述构成控制部102，能够以期望的位置或者推力控制可动件6，并且能够将可动件6的偏心或者倾斜控制为0。通过使可动件6的位置指令值为磁极齿70e、70f的上下方向中间位置以外的位置，还能够将可动件6控制为偏心的任意的位置。

此外，说明了将线间电压指令值控制为正弦波状的结构，但也可以为方形波(脉冲)状。

如以上所述，能够分别独立地控制分别输出到两个负载的正负可变直流电压和交流正弦波电压等。

[线性马达104的结构部件的详细]

<电枢9的构造>

使用图17～图21来说明驱动用电枢9a的结构。悬浮用电枢9b与驱动用电枢9a的桥10的前后方向一侧的构造相同，所以能够与关于驱动用电枢9a的说明同样地说明。

图17是实施例1所涉及的驱动用电枢9a的立体图。图18是实施例1所涉及的驱动用电枢9a的侧面剖面立体图。

驱动用电枢9a具有在上下方向以及前后方向各配置两个的合计四个磁极7；以及插入于前后方向排列的磁极7之间的桥10。磁极7的前后方向的间隔能够通过桥10的厚度规定。

两个对置的磁极7通过铁芯7e在上下方向连接。磁极7具有磁极齿70，由此，两个磁极齿70隔着空隙在上下方向对置。各磁极齿70卷绕有绕组8，通过使电流流过绕组8而在磁极齿70产生磁性。

调整卷绕在磁极齿70的各绕组8的连接和卷绕方向，以使得对置或者邻接的磁极齿70的极性不同、与斜向的磁极齿70为相同极性。例如，在参考图3、18时，在上后侧磁极齿70a是s极的情况下，使对置的下后侧磁极齿70b以及邻接的上前侧磁极齿70c磁化为n极，使斜向的下前侧磁极齿70d磁化为s极。通过这样磁化，在驱动用电枢9a，在与上下方向以及左右方向平行的面形成磁通的环路(在图18中为实线箭头)。另外，在使桥10为磁性体时，在与上下方向以及前后方向平行的面也形成磁通的环路(在图18中为虚线箭头)。同样地，在悬浮用电枢9b，在与上下方向以及左右方向平行的面形成磁通的环路。

<绕组8的连接关系>

驱动用电枢9a的在上下方向对置的上侧的绕组8a以及下侧的绕组8b、上侧的绕组8c以及下侧的绕组8d、悬浮用电枢9b的在上下方向对置的上侧的绕组8e以及下侧的绕组8f分别连接。即，在对绕组8a、8c或8e或者8b、8d或8f的各自一方施加电流时，在另一方中也流过电流。

此外，电枢9具有的绕组8使各个磁极齿组磁化即可。因此，各个磁极齿组也可以仅具有上侧的绕组以及下侧的绕组中的一方。在如本实施例所示地在属于磁极齿组的两个磁极齿70两方卷绕绕组8时，在能够供给更大的磁通的方面优选。此外，如果设置分别支撑可动件6的重心的前侧以及后侧的结构，则驱动用电枢9a也可以是仅在可动件6的上侧或者下侧中的一方具有磁极齿的结构。支撑可动件6的结构能够采用利用悬浮用电枢9b的轴支撑或者其它轴支撑构造。作为其它轴支撑构造，例如，在制造搭载有线性马达104的压缩机的情况下，能够采用与可动件6连接的活塞和活塞滑动的气缸。

<向悬浮用电枢9b的输出>

悬浮用电枢9b连接有在可动件6的上下方向对置的两个绕组8e、8f，所以两个绕组8e、8f包含于第二负载9b。如上所述，悬浮用电枢9b的两个磁极齿70e、70f的磁化极性和与磁极齿70e、70f对置的永久磁铁2b上表面以及下表面的磁化极性相同，所以能够通过控制向悬浮用电枢9b的输出来控制可动件6的上下方向位置。即，在可动件6向上方向变位时，能够使磁极齿70e、70f以及永久磁铁2b以不同极性对置或者停止向磁极齿70e、70f的输出电流。

例如，在以与对置的永久磁铁2极性相同的方式使电流流过悬浮用电枢9b的两个磁极齿70e、70f的情况下，可动件6与悬浮用电枢9b产生排斥力。在该情况下，能够成为被动的控制，所以在第二线间电压的正负可变直流电压的控制周期存在限制的情况下优选。

另一方面，在以与对置的永久磁铁极性不同的方式使电流流过悬浮用电枢9b的两个磁极齿70e、70f的情况下，可动件6与悬浮用电枢9b产生吸引力。在该情况下，能够更积极地控制悬浮力，所以例如在还考虑与线性马达104连接的外部负载的特性，在希望根据可动件6的前后方向位置控制可动件6的上下方向位置的情况下、或在对可动件6施加的上下方向的外力的平均值小的情况下优选。

能够与参照图10、11说明的控制同样地通过控制线间电压来进行这些控制。

<电枢9的配置>

图19是表示驱动用电枢9a和磁悬浮用电枢9b的配置的一个例子的图。图20是在图19的侧面观察到的示意图。本实施例的线性马达104在前后方向排列配置有驱动用电枢9a和悬浮用电枢9b。可动件6分别位于驱动用电枢9a和悬浮用电枢9b的磁极齿组的空隙。

通过利用公知的同步式马达的技术对驱动用电枢9a施加正弦波交流电流等具有频率分量的交流电流，能够对可动件6提供推力。另外，通过对悬浮用电枢9b施加正负可变直流电流或恒定电流，能够对可动件6提供磁悬浮力。

<可动件6的偏心或者倾斜的补偿以及控制>

图21是悬浮用电枢9b以及可动件6的正视图。如图21(a)所示，在可动件6向上侧变位的情况下，永久磁铁2b和上侧磁极齿70a的距离变短，所以由永久磁铁2b的上表面(n极)和发生在上侧磁极齿70a的磁性(n极)所引起的排斥力的一方大于由永久磁铁2b的下表面(s极)和发生在下侧磁极齿70b的磁性(s极)所引起的排斥力。因此，可动件6向下方向运动。相反地，如图21(b)所示，在可动件6向下侧变位的情况下，同样地，可动件6向上方向运动。其结果，被保持于磁性地取得平衡的大致中间位置。即，可动件6磁悬浮，能够磁性地进行轴支撑。由此，能够降低摩擦损耗，能够高效地驱动线性马达104。

另外，如图21(c)所示，可动件6有相对左右方向倾斜的情况。此时，在倾斜的永久磁铁2的左右方向的端部的排斥力产生差值。其结果，对可动件6在逆时针方向上施加力，最终保持为水平。即，也能够通过控制向悬浮用电枢9b的输出来控制以及补偿可动件6的左右方向的倾斜。永久磁铁2为在左右方向具有宽度的平板形状，磁极齿组的上下方向的空隙长度优选比永久磁铁2的左右方向长度短。

此外，在永久磁铁2为圆环形状时，可动件6的左右方向的倾斜的补偿以及控制困难。在上述专利文献1、2的结构中未公开利用永久磁铁的形状来对控制对象的倾斜进行补偿以及控制的结构。

此外，通过在前后方向设置多个磁悬浮用电枢9b，能够补偿以及控制可动件6的前后方向的倾斜。

<电力变换电路105的其它用途>

电力变换电路105施加交流电压以及正负可变直流电压(或者交流电流以及正负可变直流电流)的对象不限于线性马达104。在线性马达104的情况下，如上所述，能够独立地控制可动件6的推力以及磁悬浮力。在旋转马达的情况下，例如，能够独立地控制旋转力以及磁悬浮力。能够用于其它各种用途，能够利用六个开关元件进行控制对象的两个方向的位置控制等。

实施例2

说明本发明的实施例2所涉及的电力变换电路105。实施例2的结构除了以下方面以外与实施例1相同。

图22是表示电力变换电路105的电压指令值的图。如图22所示，在0至π的区间，u相的占空比是1(即u相的上支路保持接通状态)，v相为向下凸的正弦波状，在π至2π的区间，v相的占空比是1(即v相的上支路保持接通状态)，u相为向下凸的正弦波状。w相为对v相附加偏置得到的波形。

即，在线性马达104的往复运动的半周期，在三个相内，第一相为占空比1、第二相以及第三相为相互相差偏置量的正弦波形状的占空比。

图23是将图22所示的uvw相的电压指令值表示为两个线间电压(vuv、vvw)的图。如图23所示，如果以线间电压考虑，则从一个三相的电力变换电路输出一个正弦波交流电压和一个正负可变直流电压。

如本实施例所述，在控制为将占空比保持为0或者1时，能够抑制开关损耗。因此，能够在起到与实施例1相同的效果的同时，抑制功耗。

实施例3

说明本发明的实施例3所涉及的电力变换电路105。实施例3的结构除了以下方面以外与实施例1或者2相同。

图24是表示本实施例的线性马达1040的三个驱动用电枢9a、悬浮用电枢9b、电力变换电路105的连接关系的图。在图中，分别用线圈(绕组u、v、w相)表示驱动用电枢9a，用线圈(绕组m相)表示悬浮用电枢9b。

三个驱动用电枢9aa-9ac的一侧分别与相当于电力变换电路105的uvw相的上下支路连接。悬浮用电枢(m相)与连接驱动用电枢9aa-9ac各自绕组的另一侧的中性点np、和利用附加在电力变换电路105的直流电压源120侧的分压电阻136实现的中性点bp连接。

对驱动用电枢9aa-9ac施加图25(a)所示的对称三相交流电流，所以中性点np的电压恒定。另外，通过对称三相交流电压，驱动用电枢9aa-9ac能够对可动件6施加图25(b)所示的推力。

分压电阻136被设定为作为分压电阻136中间的中性点bp的电压与利用对称三相交流电压实现的中性点np的电压大致相等。在图24中，分压电阻136是两个，但只要形成中性点，则也可以使用三个以上的电阻。通过使构成分压电阻136的电阻为多个，对各个电阻施加的电压变小，所以能够使用芯片电阻等使电力变换电路小型化。

在逆变器的控制中，在将直流电压源120的电压设为edc时，一般认为以直流电压源120的中点为基准，对±edc/2的电压进行pwm控制而输出的情形较多。即，在从逆变器121输出平衡三相电压时，线性马达1040的中性点电位为直流电压源120的中点。另一方面，如图12所示，在使全相的电压指令值偏置时，线性马达1040的中性点电位与直流电压源120的中点不同。即，通过变更全相的电压指令值的偏置，能够使线性马达1040的中性点电位相对直流电压源120的中点自由提高或者降低。

由此，通过对施加到驱动用电枢9aa-9ac的对称三相交流电压之和加上偏置，能够控制向悬浮用电枢(m相)9b的输出信号。例如，在需要磁悬浮力的时间或者可动件位置os，通过对驱动用电枢9aa-9ac中的一个、两个或者三个加上偏置电压指令值，能够如图26所示对悬浮用电枢9b施加电压vu+v+w。在本实施例中，从时间或者位置os开始，对所有驱动用电枢9aa-9ac各自的电压指令值加上相同量的偏置。

此外，例如如图27所示，各电枢9能够在驱动用电枢9aa-9ac的一侧配置悬浮用电枢9b，但不限于此，也可以在两侧分别设置或者在驱动用电枢9aa-9ac的任意两个之间设置。

<电压指令值制作器103a>

图28是本实施例的电压指令值制作器103a的框图。在本实施例的交流电压指令值制作器132中，如(3)式至(5)式所示，根据可动件的位置θd，输出具有2π/3的相位差的三相的正弦波电压指令值(vu*、vv*、vw*)。

〔式3〕vu*＝vq*×sinθd…(3)

〔式4〕vv*＝vq*×sin(θd+2π/3)…(4)

〔式5〕vw*＝vq*×sin(θd+4π/3)…(5)

输出将从比例积分微分控制器133输出的磁悬浮电压指令值vm*加到三相的正弦波电压指令值(vu*、vv*、vw*)而得到的结果(vu**、vv**、vw**)。

根据本实施例，通过使用对称三相交流，即使在接受正弦波交流的第一负载(驱动用电枢9a)为三个的情况下，也能够起到同样的效果。

实施例4

接下来，说明搭载有使用电力变换电路105的线性马达104、1040的压缩机。

图29是密闭型压缩机50的纵剖面图。密闭型压缩机50是将压缩要素20和电动要素30配置于密闭容器3内的往复式压缩机。压缩要素20以及电动要素30通过支撑弹簧49被弹性地支撑于密闭容器3内。

压缩要素20具备形成气缸1a的气缸体1、装配于气缸体1的端面的气缸头16以及形成吐出室空间的头罩17。供给到气缸1a内的动作流体通过活塞4的往复运动被压缩，将压缩的动作流体送到与压缩机外部连通的吐出管。

图30是去掉密闭容器3的密闭型压缩机50的立体图，图31是去掉密闭容器3的密闭型压缩机50的水平剖面的立体图。

在本实施例中，取在电动要素30的可动件6的一端连结活塞4的构造。因此，为气缸体1配置有一个气缸1a的构造。

悬浮用电枢9b的个数以及位置没有特别限制，但本实施例的悬浮用电枢9b位于可动件6的另一端侧。通过相对于可动件6的前后方向的重心，将活塞4和悬浮用电枢9b设置于相互相反的侧，能够利用活塞4以及磁悬浮力有效地支撑可动件6。

另外，在电动要素30的一端侧配置有压缩要素20，在另一端侧配置有终端框架25。气缸体1以及终端框架25具有引导杆24，为防止可动件6与磁极7接触的构造。

即，可动件6沿着引导杆24往复运动，引导杆24防止可动件6向与往复运动方向正交的方向运动。

通过对本实施例的电动要素30应用上述线性马达，电枢和可动件保持于在上下方向磁性地均衡的位置(大致中间位置)，同时以前后方向为轴的倾斜也保持于磁性地均衡的位置(大致平行)。

因此，能够降低在气缸1a和引导杆24中发生的摩擦损耗。另外，也可以省略引导杆24。

因此，根据本实施例，能够构成可靠性高且高效的密闭型压缩机。

实施例5

图32是作为搭载有具有线性马达104、1040的压缩机的设备的一个例子的电冰箱60的纵剖面图。密闭形压缩机50具备冷却器66，搭载于例如使用温暖化系数小的自然制冷剂r600a的电冰箱60。包括冷藏室62、上段冷冻室63、下段冷冻室64、蔬菜室65的箱内空间通过利用密闭形压缩机50的驱动使冷冻循环(未图示)动作而被冷却。

<其它>

本发明的电力变换电路不限于上述的输出控制上述线性马达的可动件的信号(电压、电流)的用途，不限于旋转马达的转子或具有旋转马达的马达系统等各种马达系统、马达，而能够用于控制控制对象的两个参数的用途。

上述使用的对称三相交流优选为各个负载相等的平衡三相交流电路。

本发明不限于上述的实施例，包括各种变形例。例如，上述的实施例是为了易于理解地说明本发明而详细说明的例子，未必限定于具备所说明的全部结构的方案。另外，能够将某个实施例的结构的一部分置换为其它实施例的结构，并且，还能够对某个实施例的结构加上其它实施例的结构。另外，能够对各实施例的结构的一部分进行其它结构的追加、删除和置换。

另外，也可以通过例如用集成电路来设计上述各结构、功能、处理部、处理手续等的一部分或者全部等而以硬件实现。另外，上述各结构和功能等也可以通过处理器解释并执行实现各个功能的程序而以软件实现。

[本发明的其它技术性的思想]

本发明包含接下来的技术性的思想。

[思想1]

一种电力变换装置，具有第一、第二及第三上下支路，该第一、第二及第三上下支路是串联地连接两个开关元件而成的，所述电力变换装置的特征在于，向第一负载输出正弦波交流信号或者矩形波交流信号，向第二负载输出正负可变直流信号或者恒定信号。

根据思想1，能够提供能够在抑制开关元件的使用数量的同时，输出交流信号以及正负可变直流信号或者直流信号的电力变换装置。

[思想2]

一种马达系统，具有：思想1记载的电力变换装置；以及控制对象，能够通过该电力变换装置对所述第一负载以及所述第二负载的输出进行控制，所述马达系统的特征在于，通过向所述第一负载的输出，对所述控制对象施加第一方向的力，通过向所述第二负载的输出，对所述控制对象施加对第二方向的力。

根据思想2，能够提供能够在抑制开关元件的使用数量的同时，对控制对象施加驱动力和用于姿势控制的力的马达系统。