用于抑制多电平功率转换器中的电压谐波的方法和设备与流程

本公开涉及用于对用于减少低阶谐波的功率转换器进行调制的方法和设备。

背景技术：

三角形连接的多电平转换器，例如静态同步补偿器(statcom)，其针对每个相臂(phaseleg)包括交流(ac)侧和直流(dc)侧。对于任何相臂的dc侧的dc母线电压是该特定相臂上的单元电容器电压的总和。这个dc母线电压是没有在结构上出现在转换器中的虚拟母线。statcom包含三条臂，每条臂在两个相位之间。当测量相位a和相位b之间的臂的虚拟dc母线电压时，该特定臂中的所有单元电容器电压被加在一起并被称为相臂ab的dc母线电压。类似地，在y(被称为y形或星形)连接的statcom的情况下，dc母线电压在相位(a、b或c)和中性线(称为n或地线)之间。由多电平转换器产生ac谐波取决于单元的数量和每个单元的开关频率。对于超过三倍于基本频率(其例如可以是50或60hz)的单元开关频率，根据脉宽调制(pwm)理论，对于具有例如高于20个的大量单元的多电平转换器来说，由转换器相臂所产生的低阶电压谐波(通常为3阶、5阶、7阶、9阶和11阶)无关紧要。当单元电压固定时(即，转换器处于空载状态)就是如此。然而，当转换器被加载时，通过ac侧和dc侧之间的功率平衡可以看到单元电压的dc侧上出现偶次谐波。dc侧上的这些偶次谐波电压与基本调制参考电压相互作用，在转换器的ac侧上产生杂散幅度(高达2％)的低阶电压谐波。而且，除此之外，当使用每个单元较少的脉冲数(小于3.5)时，则基于三角形比较的调制方案将产生低阶谐波，而与所使用的单元的数量无关(即，可能多于20个单元)。这种现象可以被称为由于调制方案而产生的低阶电压谐波。

尽管电流控制装置可以纠正这些低阶谐波，但是纠正的程度受到电流控制装置的带宽的限制。因此，在客户要求下，对于带来电压失真的这些谐波将会有特定的滤波器要求，进而将增加整个系统的成本。

在基于相移载波(psc)的pwm中，单元电容器电压通过将电流的同相分量与电压参考值相加或相减而得到平衡。传统的基于电压的分类算法也可以被用于单元电容器电压的平衡。具有基于psc的pwm的转换器产生低阶谐波，例如，3阶和5阶谐波。排除臂电抗器上的压降，对在转换器相臂的阀门上测量的电压执行快速傅立叶变换(fft)。如上所述，还观察到低阶谐波的幅度随着脉冲数的减少而进一步增加。

转换器的ac侧上产生的低阶谐波可能是由于以下原因：

(i)由于流过单元电容器的瞬时功率而导致单元电容器电压中的波动。

(ii)由于非理想因素而导致不适当的伏秒平衡，例如参考电压在载波信号的时间段内的变化(即，由于低脉冲数)以及单元电容器电压的变化。

当转换器在低脉冲数下操作时，例如，大约3个或更少的脉冲数，第二点变得更加突出。

us8,766,570公开了一种用于转换器的控制方法。通过模型预测直接转矩控制(mpdtc)或离线计算的优化脉冲模式(opp)，计算开关序列以优化某个控制功能，比如开关损耗、减少的总谐波失真(thd)等。这些开关模式被计算用于稳态操作。当开关功能被实时应用时，由于系统中的非线性并且由于转换器的瞬态操作，转换器产生的实际通量偏离期望的通量。因此，当使用开关序列时，使用预测模型来预测开关视界中的通量误差。开关序列的至少一个转变时间被改变以试图最小化预测的通量误差。通量误差最小化控制方法在三相电平上被执行，并且其目标是减小电流thd。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种多电平转换器的改进控制，其中，ac侧上的低阶谐波被抑制。

通过控制来抑制这些低阶谐波有几种可能的方法。例如，可以使用基于表达式的方法来减少低阶谐波。根据这种方法，基于双傅立叶变换推导出用于n阶电压谐波的表达式。用这个表达式来修改参考电压，使得n阶谐波不存在于转换器电压中。但是，由于双傅立叶变换的复杂性，只有由基带分量引起的低阶谐波的简化表达式可以是可能的。因此，随着脉冲数减少，由表达式引起的误差增大。这是由于这样一个事实，即在低脉冲数操作期间，与载波和边带谐波相比，对低阶谐波有贡献的基带谐波的优势减少。

另一种方式可以是将转换器的数学模型(转换器拓扑和调制函数)用作估计器，以预测将由转换器产生的谐波电压的至少一个未来状态。然后，可以在估计的谐波电压上使用低通滤波器来提取低阶分量。这个估计的低阶谐波可以被用作控制回路中的前馈来抑制它们。抑制效率与估计器操作的速率成比例。此外，估计器所需的编程操作量可能很大。在低脉冲数(pn小于3.5)时，psc本身可能产生较高的(≈1-2％)低阶谐波，这可以利用基于估计器的抑制而被减少5-8倍。

如果转换器正在产生低阶谐波，例如3阶、5阶、7阶等，则可以安装无源滤波器来抑制那些低阶谐波流入电网。然而，问题则在于背景谐波电压(如果存在于电网中)可能与存在的无源滤波器产生谐振。如果转换器产生的低阶谐波被减少，则可以避免这个问题。本发明提出的调制算法试图用非常低的脉冲数(大约2，其对应于50hz的(基本)设备开关频率)来实现这一点。因此，转换器产生的开关损耗被降低。

根据本发明，提出了一种新的脉宽调制(pwm)技术，其预测了开关时刻(单元的插入/旁路)，使得在每个半开关采样持续时间(tsw/2)结束时，通量误差变为零。这里，半开关持续时间的术语对应于由公式1表示的有效转换器开关时间段的一半的时间段。

其中，

tsw是在转换器电平上看到的有效载波的开关持续时间，

pn是多电平转换器中每个单元的脉冲数，

nl是每个相臂的单元数，以及

fs是参考电压的基本频率。

新的pwm方法减少了转换器产生的低阶谐波。该方法预测开关瞬时(单元的插入/旁路)，使得在每个半开关持续时间结束时，通量误差尽可能地接近零。可以看出，对于每个臂具有20个单元的转换器，在平均脉冲数为2.4(接近于基本开关频率)的情况下，低阶谐波(高达30阶谐波)的幅度减少到低于0.2％。

目标是在不使用任何谐波抑制器的情况下减少低脉冲数情况下的低阶谐波。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于减少多电平功率转换器的低阶谐波的方法，所述多电平功率转换器包括至少一个相臂，所述至少一个相臂包括多个链式连接单元，每个链式连接单元包括电容器。所述方法包括：针对所述转换器的每个相臂，获得在当前的半开关持续时间(tsw/2)期间使用的当前参考电压；将所述半开关持续时间划分成多个时间采样；以及在每个时间采样的开始时：基于所获得的当前参考电压，预测在所述半开关持续时间的剩余时间中的参考电压波形；针对在所述时间采样期间在所述臂中没有单元被插入或旁路的情况，以及针对在所述时间采样期间在所述臂中一个单元被插入或旁路的情况，预测在当前的半开关持续时间的剩余时间中的臂输出电压波形；基于所获得的当前参考电压、所预测的参考电压波形和所预测的臂输出电压波形，针对所述情况中的每种情况来预测在当前的半开关持续时间的结束时的通量误差；以及基于所预测的通量误差，确定在所述时间采样期间是插入还是旁路所述单元。

根据本发明的另一方面，提供了一种包括计算机可执行组件的计算机程序产品，当所述计算机可执行组件在包含在所述控制单元中的处理器电路装置上运行时，所述计算机可执行组件用于致使用于功率转换器的相臂的控制单元执行本公开的方法的实施例。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于多电平功率转换器的相臂的控制单元。所述控制单元包括：处理器电路装置；以及存储单元，所述存储单元存储可由所述处理器电路装置执行的指令，所述控制单元凭此可操作以：从电流控制装置获得在当前的半开关持续时间期间使用的当前参考电压；将所述半开关持续时间划分成多个时间采样；以及在每个时间采样的开始时：基于所获得的当前参考电压，预测在所述半开关持续时间的剩余时间中的参考电压波形；针对在所述时间采样期间在所述臂中没有单元被插入或旁路的情况，以及针对在所述时间采样期间在所述臂中一个单元被插入或旁路的情况，预测在当前的半开关持续时间的剩余时间中的臂输出电压波形；基于所获得的当前参考电压、所预测的参考电压波形和所预测的臂输出电压波形，针对所述情况中的每种情况来预测在当前的半开关持续时间的结束时的通量误差；以及基于所预测的通量误差，确定在所述时间采样期间是插入还是旁路所述单元。

根据本发明的另一方面，提供了一种包括多个相臂的功率转换器，多个相臂中的每一个相臂包括本公开的控制单元的实施例。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于减少多电平功率转换器的低阶谐波的计算机程序。所述计算机程序包括计算机程序代码，当所述计算机程序代码在用于所述功率转换器的相臂的控制单元的处理器电路装置上运行时能够致使所述控制单元：从电流控制装置获得在当前的半开关持续时间期间使用的当前参考电压；将所述半开关持续时间划分成多个时间采样；以及在每个时间采样的开始时：基于所获得的当前参考电压，预测在所述半开关持续时间的剩余时间中的参考电压波形；针对在所述时间采样期间在所述臂中没有单元被插入或旁路的情况，以及针对在所述时间采样期间在所述臂中一个单元被插入或旁路的情况，预测在当前的半开关持续时间的剩余时间中的臂输出电压波形；基于所获得的当前参考电压、所预测的参考电压波形和所预测的臂输出电压波形，针对所述情况中的每种情况来预测在当前的半开关持续时间的结束时的通量误差；以及基于所预测的通量误差，确定在所述时间采样期间是插入还是旁路所述单元。

根据本发明的另一方面，提供了一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括本公开的计算机程序的实施例和所述计算机程序存储在其上的计算机可读部件。

本公开涉及用于控制模块化多电平转换器以减少由转换器产生的低阶谐波的方法。该方法还可以通过以接近于基本开关频率对开关(半导体器件)进行开关来减少转换器的总体开关损耗，同时仍然减少所产生的低阶谐波。

该方法使用数学方程来计算每个半开关持续时间转换器应该产生的期望通量(伏秒)。通过转换器的数学方程和操作条件(单元电压、电流、单元电容等)来计算达到期望通量的开关时刻。这有助于在每个半开关持续时间结束时达到零(或接近零)的通量误差。

另外，例如，如果在半开关持续时间的结束时对于每个采样预测地计算的预测通量误差在预定范围之外，则可以在半开关持续时间内允许附加的开关。因此，这种方法可以允许一次或几次附加的开关来实现减少的低阶谐波，这对于传统的基于载波的pwm方法将是不可能的。另外，当转换器具有大量单元时，有可能以基本设备开关频率来操作转换器，从而减少转换器的损耗。

要注意的是，适当时任何方面的任何特征都可适用于任何其他方面。同样地，任何方面的任何优点可以应用到任何其他方面。从下面的详细公开内容，从所附的从属权利要求以及从附图，所附实施例的其他目的、特征和优点将是显而易见的。

一般而言，除非在本文中另有明确定义，否则权利要求中使用的所有术语根据其在本技术领域中的普通含义进行解释。除非另有明确说明，否则所有对“一/一个/该元件、装置、组件、部件、步骤等”的指代将被公开地解释为指代元件、装置、组件、部件、步骤等的至少一个实例。除非明确说明，否则本文公开的任何方法的步骤不必按照所公开的确切顺序来执行。对于本公开的不同特征/组件的“第一”、“第二”等的使用仅旨在将该特征/组件与其他类似的特征/组件区分开，而不是赋予该特征/组件任何顺序或层次。

附图说明

将参考附图通过举例的方式来描述实施例，其中：

图1是根据本发明的三角形配置的ac-ac转换器的实施例的示意性电路图。

图2a是图示出根据本发明实施例的电压波形和对应通量误差的图。

图2b是图示出根据本发明另一实施例的电压波形和对应通量误差的图。

图2c是图示出根据本发明另一实施例的电压波形和对应通量误差的图。

图2d是图示出根据本发明另一实施例的电压波形和对应通量误差的图。

图2e是图示出根据本发明另一实施例的电压波形和对应通量误差的图。

图3是本发明的方法的实施例的示意性流程图。

图4a是根据本发明的方法算法的示例实施例的一部分的示意性流程图。

图4b是根据本发明的方法算法的示例实施例的另一部分的示意性流程图。

图4c是根据本发明的方法算法的示例实施例的另一部分的示意性流程图。

具体实施方式

现在，将在下文中参照附图更充分地描述实施例，在附图中示出了某些实施例。然而，在本公开的范围内，许多不同形式的其他实施例也是可能的。相反，通过示例的方式提供以下实施例，以使得本公开将是彻底和完整的，并且将本公开的范围充分地传达给本领域技术人员。在整个说明书中，相同的标号指代相同的元件。

如在作为根据本发明的功率转换器的示例的图1中所示，基于三角形连接的链式statcom是电压源转换器(vsc)，其可以像电感器或电容器那样操作，将无功功率存储在其单元电容器中。这会在转换器ac侧上导致低阶谐波。而且除此之外，当使用每个单元的较少脉冲数(小于3.5)时，则基于三角形比较的调制方案可能产生低阶谐波，而与所使用的单元的数量无关(例如，可以多于20个单元)。作为statcom的替代，本发明的多电平转换器可以是静态var补偿器(svc)。对于y连接的转换器，同样的讨论也是有效的。

在此，电压的时间积分被定义为通量。在转换器产生的实际电压与参考电压之间的差的时间积分被定义为通量误差。

图1示意性地图示了本发明的链式转换器1的实施例。在图1的实施例中，链式转换器1处于三角形配置中以及处于全桥配置中。转换器1被配置为连接到具有相位a、b和c的三相ac系统并对其进行控制。转换器1包括三个相臂2，每个相臂连接在相位a、b和c中的两个之间。相臂2包括多个串联连接的转换器单元3。每个单元3包括电容器4。电流控制装置11被包括在转换器1中，以便例如通过设置用于相臂2的参考电压来控制转换器1的相臂2中的每一个相臂的操作。根据本发明的实施例，转换器1还包括用于每一相位的控制单元10，取决于其被配置用以控制的相臂2，这些控制单元在此被称为10a、10b和10c。因此，控制单元10在转换器中执行比电流控制装置11低的(每相位)电平的控制。每个控制单元10包括处理器和数据存储单元，以及可能适当的其他电路装置。根据本发明，控制单元10在其转换器1的相臂2上实现多个控制功能，以改善根据本发明的转换器1的操作。一个或多个控制单元10可以彼此并置和/或与电流控制装置11并置，并且因此可以彼此共享例如处理器电路装置和/或数据存储装置的组件。

本发明的方法可以是pwm方法，pwm方法以这样的方式执行开关，即，使得在每个半开关持续时间时通量误差达到零。开关持续时间(有时称为开关采样)是传统上执行两次开关(其可以是单元插入和单元旁路，或者两个单元插入或两个单元旁路操作)的时间段，凭此半开关持续时间是传统上对应于一次开关(单元插入或旁路操作)时机的时间段。可以看出，本发明的这种pwm在平均脉冲数在2和2.5之间的情况下产生非常低的低阶谐波(高达10阶谐波小于0.1％)。

在图2a-图2e中示出了参考电压和实际电压(uref和uleg)波形以及通量误差(ferror)。通量误差根据公式2计算。

ferror＝∫(uref-uleg)dt公式2

在时刻ta时，相臂电压小于参考电压，通量误差为fa。意图是在开关采样结束时(即时刻tb)使该通量误差为零或接近于零。请注意，ta和tb之间的时间尺度与0到ta的时间尺度相比在图中被放大。现在，将参照图2a-图2e来分析几种不同情况下的通量误差的轨迹。流经相臂2的电流的极性被认为是对单元3充电。图2a-图2e涉及何时参考电压正在增加，何时做出是否插入附加的单元3的决定。类似地，如果参考电压下降，则要做出的决定是是否旁路附加的单元3。然而，即使当参考电压增加时，也可能必须旁路单元。当开关频率不是非常低或者转换器相臂中的单元数量较低时，可能会出现这种情况。举个例子，如果只有一个单元，那么即使对于参考电压的第一个90°(参考电压只是正在增加)，仍然可能不得不每个tsw中插入一次以及旁路一次该单元，以使通量误差为零。但是，当单元数量很多时，例如50个，这通常是不需要的，但是即使在参考电压正在增加时在某些情况下也可能有旁路的需要。例如，在图2d中，在tb时刻，臂电压高于参考电压并且参考电压正在增加。所以在下一个半开关时间(该图中未示出)中，我们可能实际上不得不决定是否旁路，因为臂电压已经较高。类似地，当参考电压下降时，在一些情况下可能希望插入单元而不是仅仅旁路单元。插入单元的行为和旁路单元的行为均可称为开关。

图2a描述直到当前的半开关持续时间的开始ta的情况。从图的顶部可以看出，臂电压uleg大致上以对应于插入附加的单元3(开关)来增加臂电压的增量步长跟随参考电压uref。类似地，臂电压可以通过旁路插入的单元3(也通过开关)以减量步长减小。相应的通量误差被示出在图的底部。可以看出，通量误差在ta时不为零。所提出的pwm方案可能直到ta都不会被激活(可以使用基于载波的pwm)，并且这可能是在ta时通量误差不为零的原因。

图2b图示了在ta时没有单元被插入的情况。基于流经臂2的电流、单元3的电容和插入的单元的数量的信息，在半开关持续时间(tb)的结束时计算(预测)通量误差。在这种情况下，实际臂电压和参考电压之间的区域(用阴影线标记)在该图的底部被示出，这将会将通量误差驱动到更高的正值(fb)。

图2c图示了当一个单元在ta被插入时的情况。在这种情况下，参考电压和实际臂电压之间的区域(uref-uleg)将减小通量误差，并在tb时将其驱动为负值(fb1)。通量误差曲线在tb之前经过零(在tc)。因此，控制单元10决定在这个时间采样ta中不执行任何开关，并且继续在下一个时间采样中执行类似的计算。

图2d图示了当一个单元在时间采样t1-t2中被插入时的情况。半开关持续时间tsw/2被划分成具有预定大小的时间采样。典型地，可以将半开关持续时间划分成100-500个时间采样，但是在该假设示例中(为了简化起见)，在当前的半开关持续时间中仅有三个时间采样，即ta-t1，t1-t2和t2-tb。当单元3在时刻t1被插入时，通量误差在tb时达到fb2(其绝对值小于fb1)。这表明在当前的半开关持续时间的结束时通量误差向零移动。因此，控制单元10决定在这个时间采样t1-t2中不执行任何开关，并且等待下一个时间采样t2-tb以作出插入单元3的决定。

图2e图示了当一个单元在时间采样t2-tb被插入时的情况。从图的底部可以看出，如果单元3在时刻t2被插入，则在tb时，在半开关持续时间的结束时，通量误差略高于零，并且其值变为正。这个预测表明，必须在时刻t2插入单元，因为等待到下一次采样只会将通量误差更多地向正侧增加。因此，控制单元10在时刻t2产生插入单元的命令。

与图2a-图2e相关的类似逻辑已经被开发以产生针对单元的旁路命令。半开关持续时间的结束时的通量误差随着半开关持续时间中的时间采样数量的增加而减小。这表明：如果以更高的采样率执行算法，则由转换器1产生的谐波频谱将具有小的、可忽略的低阶谐波，或者没有低阶谐波。

基本上，利用这种pwm方法，通过在最合适的时刻进行开关(插入/旁路单元3)，在每个半开关持续时间tsw/2的结束时有可能使通量误差接近于零。此外，如果方便的话，可以允许附加的开关。这种pwm方法的概念可以总结如下。

-根据关于图2a-图2e的上述讨论，计算每个半开关持续时间的单元开关(插入/旁路)实例(如果有的话)，使得通量误差被带回到零(或鉴于所使用的时间采样的数量尽可能接近零)。

-在先前的半开关持续时间的结束时增加通量误差，使得在当前的半开关持续时间内可以校正由先前的半开关持续时间产生的任何误差。

针对每个半开关持续时间tsw/2可能需要以下信息来确定开关时刻：

臂电压输出(uleg)，其是在半开关持续时间中针对先前的时间采样、基于在相臂2中的单元3上的测量电压和开关状态来计算的，并被预测用于未来的时间采样。

当前被旁路或被插入的单元3的数目ni(可以由根据图4a的pins或nins来表示)。

每个单元的电容c。

下一个单元3，其将被插入或旁路(取决于所使用的单元选择方法的类型)。

流经转换器臂2的电流。

根据公式1计算半开关持续时间tsw/2，并且如下计算半开关持续时间内的采样数量(nsami)。

其中，

ts是时间采样的大小(其也是控制单元10执行算法的速率)。

半开关持续时间tsw/2被划分成nsami个时间采样，每个nsami时间采样对应于采样实例(也参见图2a-图2e，到图2a-图2e的时间采样ta-t1或t1-t2或t2-tb)。

图3是本发明的方法的实施例的示意流程图。该方法用于减少多电平功率转换器1的低阶谐波，多电平功率转换器1包括至少一个相臂2，相臂2包括多个链式连接单元3，每个单元包括电容器4。该方法包括：针对转换器的每个相臂2，例如从电流控制装置11获得s1在当前的半开关持续时间tsw/2期间使用的当前参考电压uref，以及将半开关持续时间tsw/2划分s2成多个时间采样ta-t1，t1-t2，t2-tb。该方法还包括：在每个时间采样ta-t1、t1-t2和t2-tb的开始ta、t1和t2时，基于所获得的当前参考电压uref，预测s3在半开关持续时间tsw/2的剩余时间中的参考电压uref波形。因此，可以估计整个半开关持续时间内的参考电压(来自已知的、过去的参考电压以及来自估计的、未来的参考电压)。该方法还包括，在每个时间采样ta-t1，t1-t2和t2-tb的开始ta、t1和t2时，对于在时间采样期间在臂2中没有单元3被插入或旁路的情况s4a以及在时间采样期间在臂2中一个单元3被插入或旁路的情况s4b，都预测s4在当前的半开关持续时间tsw/2的剩余时间中的臂输出电压uleg波形。因此，可以估计整个半开关持续时间上的真实的臂输出电压(均来自已知的、过去的臂电压以及来自估计的、未来的臂电压)。该方法还包括：在每个时间采样ta-t1、t1-t2和t2-tb的开始ta、t1和tb时，基于获得的当前参考电压uref、预测的参考电压波形和预测的臂输出电压uleg波形，预测s5在当前的半开关持续时间tsw/2的结束tb时的通量误差ferror。可以计算由当前的半开关持续时间上的预测的参考电压与当前的半开关持续时间上的预测的真实臂电压之间的差值导致的通量误差。如这里所讨论的，在当前的半开关持续时间的结束tb时，该通量误差应该优选地尽可能地接近零。该方法还包括在每个时间采样ta-t1、t1-t2和t2-tb的开始ta、t1和t2时，基于预测的通量误差ferror来确定s6在时间采样ta-t1、t1-t2或t2-tb期间是插入还是旁路单元3(一个预测的通量误差针对如果在时间采样中没有执行开关(情况s4a)，而一个预测的通量误差针对如果在时间采样中执行了开关(情况s4b))。借助本方法，可以在半开关持续时间(tsw/2)的结束时产生最接近于零的通量误差的时间采样中执行开关。典型地，每个半开关持续时间仅执行一次开关操作(插入或旁路)，但是如本文所讨论的，在一些实施例中，如果其在半开关持续时间的结束时产生较小的通量误差，则(在不同的时间采样中)可以执行第二次并且可能甚至是第三次或另外的开关操作。

举例来说，可以例如将每个tsw/2(例如100到500微秒)划分成100个时间采样(例如每个10微秒或更少)，并且预测s5每个采样中的通量误差，并且确定s6在当前时间采样中是插入还是旁路或什么都不做(针对100个采样的每一个采样，执行该预测计算s5)。

当处于第一个采样中并且已经从电流控制装置11获得uref时，现在必须基于线性/高阶插值技术来预测s3其余99个采样的uref波形。注意，接下来的99个采样的uref可能与现在的采样相同。但是，不是将曲线保持不变、而是对曲线进行预测，这可能是有利的。而当处于第二个采样中使，试图针对uref预测其余的98个采样。注意，现在有两个采样信息来预测其余的98个采样，所以预测s3的曲线可能与之前的预测有所不同，但通常只有少量不同。可以使用来自过去/当前的uref的半开关持续时间(100个采样)的预测窗口并且使用该信息来预测s3当前/下一个开关持续时间的uref。

也可以计算先前开关持续时间的实际通量误差ferr(k)。

ferr(k)＝[uref(k-1)-uleg(k-1)]*ts+ferr(k-1)公式4

其中

uref(k-1)是先前采样获得的参考电压，

uleg(k-1)是先前采样估计的转换器相臂电压，

ts是控制单元10的采样时间(到ta与t1或t1与t2等之间的持续时间)，

si(k-1)是转换器相臂中的单元的先前的采样开关状态，

n是转换器相臂2中的单元3的数量，

udc,i(k-1)是指相臂中先前采样感测的单元电容器电压。

则可以鉴于当前的半开关持续时间中的uref来计算所需的伏秒(即通量)，其可以如下计算

其中：

基于当前的uref(k)和先前的uref(k-1)时间采样值，预测参考电压uref(k+1)到uref(k+nsam)的值。

当处于半开关持续时间的第一采样中时，nsam＝nsami-1。现在假设时间已经过去了1微秒，并且处于100个采样的第二个采样中。那么，公式4中的nsam将变为nsami-2，而当处于100个采样中的第三个采样中时，nsam＝nsami-3，诸如此类。

如果没有单元3被插入/旁路并且如果一个单元被插入/旁路，则可以计算由于半开关持续时间的输出电压uref而产生的实际伏秒(通量)，其可以如下计算

其中：

当前的臂电压的采样值uleg(k)计算如下

uleg(k-1)根据公式5来计算，并且

ileg(k-1)是先前时间采样中流经相臂的感应电流。

基于先前的ileg(k-1)时间采样值，使用公式8以及电流ileg(k)到ileg(k+nsam-1)的预测值来计算uleg(k+1)到uleg(k+nsam)的值。

例如，如果实时地处于100个中的第63个采样中，并且基于预测s5的通量误差的计算表明，应在当前采样中插入(或旁路)单元以在半开关时间段的结束时实现零通量误差。插入(或旁路)单元3的命令被产生，并且单元在真实系统中被插入(或旁路)。可以基于任何已知的分类算法来选择要插入的单元3。

那么需要计算由这个半开关采样中的uref引起的所需伏秒，其可以计算如下，

注意，基于在第63个采样处的参考电压和在tsw/2电流的剩余时间内的预测s3以及在第63个采样的时间处的单元电压，决定在第63个采样中进行开关。这可能会随着时间的推移而变化，这意味着通量误差可能不会像在第63个采样处所预测的那样精确到零。例如，当处于第85个采样中并且看到，利用当前的电压输出uleg和参考电压uref并且进行类似的计算s4和s5，通量误差不再被预测为达到零，但是仍然在零附近的预定范围内，那么确定s6不执行开关。然而，当处于例如第90次采样中，并且执行类似的计算s4和s5表明在当前tsw/2的最后采样处预测的通量误差不是零并且在预定范围之外，那么确定s6在当前tsw/2持续时间内允许多一次开关。同样的，在第90个采样或即将到来的采样中，可以遵循相同的过程，其中，检查现在是否必须需要进行附加的开关。注意，当在当前的tsw/2的结束时预测s5的通量误差(对于不执行开关的情况s4a)在预定范围之外时，在当前的tsw/2内允许多于一次开关以使预测的通量误差为零的概念是可选的，但是在本发明的一些实施例中可以是非常方便的。即使以非常低的(基本或接近基本的)开关频率，额外的开关也可能产生甚至更低的低阶谐波频谱。除了预测s5的通量误差之外，还可以在先前的半开关持续时间tsw/2的结束时添加真实通量误差，以抵消来自先前的持续时间的任何误差。注意，尽管选择开关时刻(在其中采样被开关)以使通量误差为零，但是实际上它不可能总是变为零，因为环境(例如，电流控制装置11可能例如每100微秒就更新参考电压uref)可能会改变。此外，可以允许一个小于预定范围的通量误差，并且只有当它超出范围时，才在同一个半开关持续时间内执行附加的开关以使其为零。因此，可以在下一半开关持续时间内校正在当前的半开关持续时间范围内的该通量误差。

如上所述，控制单元10可以被致使借助于运行计算机程序来执行该方法。该计算机程序可以被存储在控制单元10的存储单元中，或者被存储在外部介质上，以形成计算机程序产品。该计算机程序产品包括计算机可读(非易失性)介质，该介质包括计算机可执行组件形式的计算机程序。该计算机程序/计算机可执行组件可以被配置为致使例如本文所讨论的控制单元10执行本公开的方法的实施例。计算机程序/计算机可执行组件可以在控制单元10的处理器电路装置上运行以致使其执行该方法。例如，计算机程序产品可以被包括在存储单元或存储器中，该存储单元或存储器被包括在控制单元10中并且与处理器电路装置相关联。替代地，计算机程序产品可以是单独的例如移动的存储装置或是其一部分，比如计算机可读光盘，例如cd或dvd或硬盘/驱动器，或者固态存储介质，例如ram或闪存。

示例

在图4a、图4b和图4c中，用于执行本发明的一些实施例的示例算法。

vdc,nom是额定单元dc电压

nl是转换器1的一个臂2中的单元3的数量

pn是每个单元3的脉冲数

fs是转换器1的基本频率

占空比可以是0.3

ex_sw是在半开关持续时间中允许的一个或多个附加开关次数

pins是在任何给定的时刻以正极性插入的单元的数量

nins是在任何给定的时刻以负极性插入的单元的数量

setp、setn、rstp和rstn分别是以正极性插入单元、以负极性插入单元、旁路以正极性插入的单元和旁路以负极性插入的单元的开关命令。

ss和aa是用于控制在半开关持续时间中执行的开关次数的变量。

基于由臂2产生的通量vsleg和基于参考电压uref的参考通量vsref的信息，使用一些条件逻辑来产生插入/旁路命令。这个逻辑的示例在图4中被示出。

现在产生插入/旁路命令(作为确定s6的结果)，使用单元分类算法来识别哪个单元3将要被插入/旁路。任何单元分类算法都可以使用。

所以，想要开关一次，即在每半开关tsw/2中给出一个插入或旁路命令。但在开关频率低的操作(即基频开关)过程中，如果每隔tsw/2只开关一次，那么在半开关持续时间的结束时，特别是在参考电压的高斜率区域，通量误差可能会达到较高值而不是变为零。为防止这种情况发生，还允许在tsw/2内发生附加的开关。

当每个tsw/2允许超过一次的开关时：

如果在当前tsw/2(或第nsami个采样)的结束时预测的通量误差被预测s5为大于预定阈值，则在当前tsw/2内允许附加的开关。在tsw/2内允许的最大附加开关次数可以被预定义。通常，特别是在低阶谐波中，允许1或2次附加的开关就足以得到非常好的谐波频谱。

其中，vsuleg，o对应没有执行开关时的通量误差。

ferr，lim＝duty*vdc，nom*nsam*ts公式10

其中：

占空比是用户定义的在0-1之间变化的增益，以及

vdc，nom是标称单元电容器电压。

在上文中，主要参照若干实施例描述了本公开。然而，如本领域技术人员容易理解的，在由所附权利要求限定的本公开的范围内，除了以上公开的实施例以外的其他实施例同样也是可能的。