能馈滤波一体化装置的控制电路及控制方法与流程

本发明涉及电路控制技术领域，尤其是涉及一种能馈滤波一体化装置的控制电路及控制方法。

背景技术：

电动机拖动位能性负载的系统，例如生活中常见的电梯、油田中的拖油机，一般都采用变频器进行调速。目前的变频器一般采用不控整流，因此在位能性负载由高势能向低势能运动时，可能存在“倒发电”现象，引起变频器直流侧电容的电压升高。

为了保护变频器直流侧的电容，现在普遍使用制动电阻进行泄放，这种方式存在浪费电能、引发散热问题的缺陷。而且，不控整流还会使电网的谐波急剧增加，引发电能质量问题。但是如果把不控整流改为可控整流，会增加很高的成本。因此可通过增加能馈滤波一体化装置的方式，在不大幅增加成本的基础上，实现对电网谐波的治理及减少电能的浪费。

如图1所示，电动机m经变频器接入电网，同时拖动抽油机做周期性运动。能馈滤波一体化装置的输出端与电网相连，其储能电容c2经单相二极管不控整流与变频器储能电容c1相连。能馈滤波一体化装置的本质，是一个采用igbt作为开关器件的三相电压型桥式逆变电路。能馈滤波一体化装置在位能性负载上升时等效为有源滤波器，能有效地降低电网谐波；在位能性负载下降时等效为单位功率因数逆变器，能将能量以单位功率因数回馈到电网。但是，目前控制电路对能馈滤波一体化装置的有源滤波功能和能量回馈功能的控制是分离的，使得目前的总体控制较复杂，编程工作量大。

技术实现要素：

针对以上问题，本发明要解决的技术问题是降低能馈滤波一体化装置的复杂度，减少编程工作量。

为解决上述技术问题，本发明提供一种能馈滤波一体化装置的控制电路及控制方法。

第一方面，本发明提供的控制电路包括：

比较模块，用于将第一储能电容的电压与第一预设值比较，并根据比较结果生成逻辑值；在所述第一储能电容的电压小于或等于所述第一预设值时，所述逻辑值为1，否则所述逻辑值为0；所述第一储能电容为与所述一体化装置连接的变频器的储能电容；

基波获取模块，用于根据所述变频器的三相输入电流，获取所述变频器的瞬时有功电流的基波分量和瞬时无功电流的基波分量；

第一运算模块，用于将第二预设值与第二储能电容的电压作差，并对得到的差值进行pi运算，得到电流调节量；还用于将所述瞬时有功电流的基波分量、所述瞬时无功电流的基波分量及所述变频器的三相输入电流分别与所述比较模块生成的逻辑值相乘，得到对应的乘积值，并将所述瞬时有功电流的基波分量所对应的乘积值与所述电流调节量累加，并将得到的累加值和除所述瞬时有功电流的基波分量所对应的乘积值之外的其余四个乘积值输出；所述第二储能电容为所述一体化装置中的储能电容；

变换模块，用于对所述第一运算模块的输出量中的累加值和所述瞬时无功电流的基波分量所对应的乘积值进行dq/abc变换，得到三相电流，并将该三相电流输出；

第二运算模块，用于将所述第一运算模块的输出量中所述变频器的三相输入电流所对应的乘积值中的每一个乘积值与所述变换模块输出的三相电流中的同相电流作差，并将作差得到的每一相电流输出；

控制信号生成模块，用于根据所述一体化装置输出的三相电流和 所述第二运算模块输出的三相电流，生成用于控制所述一体化装置中三相igbt桥臂的三相开关信号。

可选的，所述基波获取模块包括：

变换单元，用于对所述变频器的三相输入电流进行abc/dq变换，得到所述瞬时有功电流和所述瞬时无功电流；

低通滤波单元，用于对所述瞬时有功电流和所述瞬时无功电流进行滤波，得到所述瞬时有功电流的基波分量和所述瞬时无功电流的基波分量。

可选的，该电路还包括：

锁相环模块，分别与所述变换模块和所述基波获取模块中的变换单元连接，用于对电网的相电压进行锁相处理，得到正弦信号和余弦信号，并将得到的正弦信号和余弦信号输出至所述变换模块和所述变换单元。

可选的，所述控制信号生成模块包括：

作差单元，用于将所述第二运算模块输出的三相电流中的每一相电流与所述一体化装置输出的三相电流中的同相电流作差，并将得到的差值输出；

控制单元，用于对所述作差单元输出的各个差值进行三角载波线性控制，生成所述三相开关信号。

可选的，所述第一预设值的取值范围为：

2.45u1≤k1≤uc1max

其中，k1为所述第一预设值，u1为所述变频器电网侧相电压的有效值，uc1max为所述第一储能电容的最大耐受电压值。

可选的，所述第二预设值的取值范围为：

k1≤k2≤uc2max

其中，k1为所述第一预设值，k2为所述第二预设值，uc2max为所述第二储能电容的最大耐受电压值。

第二方面，本发明提供的控制方法包括：

将第一储能电容的电压与第一预设值比较，并根据比较结果生成逻辑值；在所述第一储能电容的电压小于或等于所述第一预设值时，所述逻辑值为1，否则所述逻辑值为0；所述第一储能电容为与所述一体化装置连接的变频器的储能电容；

根据所述变频器的三相输入电流，获取所述变频器的瞬时有功电流的基波分量和瞬时无功电流的基波分量；

将第二预设值与第二储能电容的电压作差，并对得到的差值进行pi运算，得到电流调节量；所述第二储能电容为所述一体化装置中的储能电容；

将所述瞬时有功电流的基波分量、所述瞬时无功电流的基波分量及所述变频器的三相输入电流分别与生成的逻辑值相乘，得到对应的乘积值，并将所述瞬时有功电流的基波分量所对应的乘积值与所述电流调节量累加，得到累加值；

对所述累加值及所述瞬时无功电流的基波分量所对应的乘积值进行dq/abc变换，得到三相电流；

将所述变频器的三相输入电流对应的所述乘积值中的每一个乘积值与经dq/abc变换后得到的三相电流中的同相电流作差，得到三相差值电流；

根据所述一体化装置输出的三相电流和所述三相差值电流，生成用于控制所述一体化装置中三相igbt桥臂的三相开关信号。

可选的，所述根据所述变频器的三相输入电流，获取所述变频器的瞬时有功电流的基波分量和瞬时无功电流的基波分量，包括：

对所述变频器的三相输入电流进行abc/dq变换，得到所述瞬时有功电流和所述瞬时无功电流；

对所述瞬时有功电流和所述瞬时无功电流进行滤波，得到所述瞬时有功电流的基波分量和所述瞬时无功电流的基波分量。

可选的，该方法还包括：

电网的相电压进行锁相处理，得到正弦信号和余弦信号，所述正弦信号和所述余弦信号用于所述dq/abc变换和所述abc/dq变换过程中。

可选的，所述根据所述一体化装置输出的三相电流和所述三相差值电流，生成用于控制所述一体化装置中三相igbt桥臂的三相开关信号，包括：

将所述三相差值电流中的每一相电流与所述一体化装置输出的三相电流中的同相电流作差，并对得到的各个差值进行三角载波线性控制，生成所述三相开关信号

本发明提供的控制电路及控制方法中，当逻辑值为1时，生成的三相开关信号对一体化装置中的三相igbt桥臂进行控制，即可对一体化装置的有源滤波功能进行控制，从而抑制谐波。当逻辑值为0时，生化的三相开关信号对一体化装置中的三相igbt桥臂进行控制，即可对一体化装置的能量回馈功能进行控制，从而减少电能的浪费。可见，本发明利用比较单元生成的逻辑值实现对一体化装置的有源滤波控制功能和能量回馈控制功能进行切换，能够降低总体的控制复杂度，大大减少编程的工作量。

附图说明

通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征信息和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：

图1示出了能馈滤波一体化装置与变频器、电网的连接示意图；

图2示出了根据本发明能馈滤波一体化装置的控制电路一实施例的结构框图；

图3示出了利用本发明提供的控制电路对能馈滤波一体化装置进行控制之前的电网电流波形图；

图4示出了利用本发明提供的控制电路对能馈滤波一体化装置进 行控制之后的电网电流波形图；

图5示出了能馈滤波一体化装置工作在单位功率因数能量回馈状态时所输出的电流与电网电压的波形图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。

本发明提供一种能馈滤波一体化装置的控制电路，如图2所示，该控制电路包括：

比较模块，用于将第一储能电容的电压uc1与第一预设值k1比较，并根据比较结果生成逻辑值m；在所述第一储能电容的电压uc1小于或等于所述第一预设值k1时，所述逻辑值m为1，否则所述逻辑值m为0；其中：所述第一储能电容为与所述一体化装置连接的变频器的储能电容；该储能电容在图1中用c1表示；

基波获取模块，用于根据所述变频器的三相输入电流ia、ib、ic，获取所述变频器的瞬时有功电流的基波分量i′p和瞬时无功电流的基波分量i′q；

第一运算模块，用于将第二预设值k2与第二储能电容的电压uc2作差，并对该差值进行pi运算，得到电流调节量δip；还用于将所述瞬时有功电流的基波分量i′p、所述瞬时无功电流的基波分量i′q及所述变频器的三相输入电流ia、ib、ic分别与所述比较模块生成的逻辑值m相乘，得到对应的乘积值i″q、i′a、i′b、i′c，并将所述瞬时有功电流的基波分量i′p所对应的乘积值与所述电流调节量δip累加，并将得到 的累加值i″p和除所述瞬时有功电流的基波分量所对应的乘积值之外的其余四个乘积值i″q、i′a、i′b、i′c输出；所述第二储能电容为所述一体化装置中的储能电容c2；

变换模块，用于对所述第一运算模块的输出量中的累加值i″p及所述瞬时无功电流的基波分量所对应的乘积值i″q进行dq/abc变换，得到三相电流iaf、ibf、icf，并将三相电流iaf、ibf、icf输出；

第二运算模块，用于将所述第一运算模块的输出量中所述变频器的三相输入电流所对应的乘积值i′a、i′b、i′c中的每一个乘积值与所述变换模块输出的三相电流iaf、ibf、icf中的同相电流作差，并将作差得到的每一相电流输出；

控制信号生成模块，用于根据所述一体化装置输出的三相电流iai、ibi、ici和所述第二运算模块输出的三相电流生成用于控制所述一体化装置中三相igbt桥臂的三相开关信号sa、sb、sc。

应当理解的是，当逻辑值m为1时，i′p、i′q、ia、ib、ic与1相乘，保持不变，因此i″q＝i′q、i′a＝ia、i′b＝ib、i′c＝ic。在将电流调节量δip叠加到瞬时有功电流的基波分量i′p所对应的乘积值上后，i″p、i″q经过dq/abc变换后得到的三相电流iaf、ibf、icf只含基波且能够保持一体化装置直流侧电压稳定，因此在所述第一运算模块的输出量中所述变频器的三相输入电流所对应的乘积值i′a、i′b、i′c与三相电流iaf、ibf、icf对应作差之后，得到能够保持一体化装置直流侧电压稳定的三相电流该三相电流即为谐波电流。然后将一体化装置输出的三相电流iai、ibi、ici作为反馈量，根据三相电流iai、ibi、ici和三相电流生成三相开关信号sa、sb、sc。然后利用三相开关信号sa、sb、sc对一体化装置中的三相igbt桥臂进行控制，即可对一体化装置的有源滤波功能进行控制，从而实现有效降低电网谐波的功能。

应当理解的是，当逻辑值m为0时，i′p、i′q、ia、ib、ic与0相乘后 均为0，即i″q＝0、i′a＝0、i′b＝0、i′c＝0。在将电流调节量δip叠加到瞬时有功电流的基波分量i′p所对应的乘积值上后，其中，i″p＝δip的目的是控制一体化装置直流侧电压稳定，i″q＝0的目的是使一体化装置输出的电流不含有无功分量，即保证以单位功率因数回馈能量。因此将i″p、i″q经过dq/abc变换后得到的三相电流iaf、ibf、icf能控制单位功率因数回馈能量且能保持一体化装置直流侧电压稳定。然后将一体化装置输出的三相电流iai、ibi、ici作为反馈量，根据三相电流iai、ibi、ici和三相电流生成三相开关信号sa、sb、sc。利用三相开关信号sa、sb、sc对一体化装置中的三相igbt桥臂进行控制，即可对一体化装置的能量回馈功能进行控制，从而减少电能的浪费。

可见，当逻辑值为1时，生成的三相开关信号对一体化装置中的三相igbt桥臂进行控制，即可对一体化装置的有源滤波功能进行控制，从而抑制谐波。当逻辑值为0时，生化的三相开关信号对一体化装置中的三相igbt桥臂进行控制，即可对一体化装置的能量回馈功能进行控制，从而减少电能的浪费。本发明利用比较单元生成的逻辑值实现对一体化装置的有源滤波控制功能和能量回馈控制功能进行切换，能够降低总体的控制复杂度，大大减少编程的工作量。

在具体实施时，所述基波获取模块可以包括：

变换单元，用于对所述变频器的三相输入电流ia、ib、ic进行abc/dq变换，得到所述瞬时有功电流ip和所述瞬时无功电流iq；

低通滤波单元，用于对所述瞬时有功电流ip和所述瞬时无功电流iq进行滤波，得到所述瞬时有功电流ip的基波分量i′p和所述瞬时无功电流iq的基波分量i′q。

在具体实施时，该控制电路还可以包括：

锁相环模块，分别与所述变换模块和所述基波获取模块中的变换单元连接，用于对电网的相电压进行锁相处理，得到正弦信号和余弦 信号，并将得到的正弦信号和余弦信号输出至所述变换模块和所述变换单元。

应当理解的是，在变换模块进行dq/abc变换及变换单元在进行abc/dq时，是需要根据正弦信号和余弦信号进行相位角计算的，这里采用电网的相电压生成正弦信号和余弦信号，例如采用电网与一体化装置的连接点的a相电压。

在具体实施时，所述控制信号生成模块包括：

作差单元，用于将所述第二运算模块输出的三相电流中的每一相电流与所述一体化装置输出的三相电流iai、ibi、ici中的同相电流作差，并将得到的各差值ica、icb、icc输出；

控制单元，用于对所述作差单元输出的各个差值ica、icb、icc进行三角载波线性控制，生成所述三相开关信号sa、sb、sc。

其中，如图2所示，控制单元可以采用pwm发生器根据三角载波生成三相开关信号sa、sb、sc。

在具体实施时，所述第一预设值的取值范围可为：

2.45u1≤k1≤uc1max

其中，k1为所述第一预设值，u1为所述变频器电网侧相电压的有效值，uc1max为所述第一储能电容的最大耐受电压值。

在具体实施时，所述第二预设值的取值范围可为：

k1≤k2≤uc2max

其中，k1为所述第一预设值，k2为所述第二预设值，uc2max为所述第二储能电容的最大耐受电压值。

下面通过matlab软件搭建如图1所示的电路的仿真模型，对能馈滤波一体化装置的功能进行验证：

首先采用如图2所示的控制电路控制抽油机的上冲程。

图3为利用本发明提供的控制电路对能馈滤波一体化装置进行控制之前的电网电流波形图，图3中示出的电网谐波畸变率为16.27％。 图4为利用本发明提供的控制电路对能馈滤波一体化装置进行控制之后的电网电流波形图，图4中示出的电网谐波畸变率为2.57％，由此验证了本发明提供的控制电路对能馈滤波一体化装置进行控制时能馈滤波一体化装置的有源滤波功能。

然后，采用如图2所示的控制电路控制抽油机的下冲程。

图5是能馈滤波一体化装置工作在单位功率因数能量回馈状态时所输出的电流与电网电压的波形图。能馈滤波一体化装置在工作时，电网三相相电压与能馈滤波一体化装置输出的三相电流的相角差为180°，即能馈滤波一体化装置以单位功率因数将能量回馈到电网。由此验证了本发明提供的控制电路对能馈滤波一体化装置进行控制时能馈滤波一体化装置的能量回馈功能。在图5中幅值较高的为电压波形，幅值较小的为电流波形。

基于相同的发明构思，本发明还提供一种能馈滤波一体化装置的控制方法，该方法包括：

将第一储能电容的电压与第一预设值比较，并根据比较结果生成逻辑值；在所述第一储能电容的电压小于或等于所述第一预设值时，所述逻辑值为1，否则所述逻辑值为0；所述第一储能电容为与所述一体化装置连接的变频器的储能电容；

根据所述变频器的三相输入电流，获取所述变频器的瞬时有功电流的基波分量和瞬时无功电流的基波分量；

将第二预设值与第二储能电容的电压作差，并对得到的差值进行pi运算，得到电流调节量；

将所述瞬时有功电流的基波分量、所述瞬时无功电流的基波分量及所述变频器的三相输入电流分别与生成的逻辑值相乘，得到对应的乘积值，并将所述瞬时有功电流的基波分量所对应的乘积值与所述电流调节量累加，得到累加值；所述第二储能电容为所述一体化装置中的储能电容；

对所述累加值及所述瞬时无功电流的基波分量所对应的乘积值进行dq/abc变换，得到三相电流；

将所述变频器的三相输入电流对应的所述乘积值中的每一个乘积值与经dq/abc变换后得到的三相电流中的同相电流作差，得到三相差值电流；

根据所述一体化装置输出的三相电流和所述三相差值电流，生成用于控制所述一体化装置中三相igbt桥臂的三相开关信号。

可选的，所述根据所述变频器的三相输入电流，获取所述变频器的瞬时有功电流的基波分量和瞬时无功电流的基波分量，包括：

对所述变频器的三相输入电流进行abc/dq变换，得到所述瞬时有功电流和所述瞬时无功电流；

对所述瞬时有功电流和所述瞬时无功电流进行滤波，得到所述瞬时有功电流的基波分量和所述瞬时无功电流的基波分量。

可选的，该方法还包括：

电网的相电压进行锁相处理，得到正弦信号和余弦信号，所述正弦信号和所述余弦信号用于所述dq/abc变换和所述abc/dq变换过程中。

可选的，所述根据所述一体化装置输出的三相电流和所述三相差值电流，生成用于控制所述一体化装置中三相igbt桥臂的三相开关信号，包括：

将所述三相差值电流中的每一相电流与所述一体化装置输出的三相电流中的同相电流作差，并对得到的各个差值进行三角载波线性控制，生成所述三相开关信号。

在本发明中，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。术语“多个”指两个或两个以上，除非另有明确的限定。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域技术人员可 以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。