宽电压范围大电流输出DC/DC变换器的制作方法

本发明涉及一种电力电子电能变换电路，尤其涉及一种同时满足宽输入电压范围和宽输出电压范围且输出较大电流的DC/DC变换器。

背景技术：

电动或者混合电动汽车的内部辅助设备供电需要一个DC/DC变换器，该变换器从高压动力电池转换到低压(12V或者24V)电池系统。由于该DC/DC变换器的输入和输出都为电池，因此其电压范围较宽。一般输入侧最大与最低电压的比值接近2，输出侧也存在类似的宽电压范围。输出侧的电流较大，一般会在150A以上。宽的输入、输出电压范围和大的输出电流，给该变换器的设计和优化带来了困难。并且由于车载设备的小型化和轻量化以提高车辆续航能力的需求，变换器的高功率密度和高效率等性能显得尤为重要。

现有车用辅助DC/DC电源产品中一般采用一级结构，实现高压到低压大电流的转换。如图1所示，图中为一个传统的LLC串并联混合谐振DC-DC拓扑实现高压输入到低压输出的转换，并且可以实现高压侧开关管的零电压软开关和低压整流管的零电流截止，减少关断损耗，实现高频变换，提高效率和功率密度。

但是，由于汽车应用场合中输入电压和输出电压范围很宽，使得LLC谐振变换器的谐振磁元件和变压器的效率优化非常困难，很难满足宽电压增益范围的同时取得高的转换效率，因此需要采用两级结构。如图2所示，前级不隔离的DC-DC实现中间母线的稳压，使得后级隔离型LLC谐振DC-DC的电压范围减小，减轻谐振元件和变压器参数优化的难度。进而可以提高开关频率，并优化整体效率。前级非隔离的DC-DC可以是升压型Boost电路或者Buck型电路(图3)。

LLC变换器的输出电流纹波很大，尤其是在低压大电流输出时更加成为问题，需要大量输出滤波电容才能降低输出电压纹波。而车载变流器的元件都要满足汽车等级，价格昂贵，因此其成本会非常高，且尺寸大，不利于功率密度的提高。而两相LLC变换器的交错并联需要频率的同步控制，但是由于LLC变换器频率调节增益的特性和谐振参数的离散性，频率同步时无法保持多相LLC变换器的电压增益一致，因而无法直接并联。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种宽电压范围大电流输出DC/DC变换器。

为了解决技术问题，本发明的解决方案是：

提供一种宽电压范围大电流输出DC/DC变换器，包括前级非隔离DC-DC电路和后级隔离型LLC谐振DC-DC电路；其特征在于，所述后级隔离型LLC谐振DC-DC电路具有两相相同的电路结构，且该两相LLC谐振DC-DC电路的高压输入侧为串联，其低压输出侧则为并联。

本发明中，所述后级隔离型LLC谐振DC-DC电路中的两相LLC谐振DC-DC电路同时连接至一个两相交错LLC控制器；该两相交错LLC控制器包括依次相连的误差放大器、压频控制器和错相控制器；其中，误差放大器接至后级隔离型LLC谐振DC-DC电路的输出端，进行电压采样；错相控制器输出两对错相90°角度的互补驱动信号，分别驱动两相LLC谐振DC-DC电路的原边开关桥臂的开关管。

本发明中，所述前级非隔离的DC-DC电路与其控制器相连，该控制器同时采样前级非隔离DC-DC电路以及后级隔离型LLC谐振DC-DC电路的输出侧电压，并通过调节控制器自身的占空比来调节前级非隔离DC-DC电路的输出电压。

本发明中，所述前级非隔离的DC-DC电路是升压型Boost电路或者Buck型电路。

本发明中，所述后级隔离型LLC谐振DC-DC电路是隔离型LLC半桥谐振DC-DC电路或隔离型LLC全桥谐振DC-DC电路(以及基于此LLC谐振的相关变形)。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、后级采用谐振软开关LLC拓扑，降低开关损耗，提高开关频率和效率。

2、两相LLC采用统一频率的错相控制，可以获得输出侧电流纹波的抵消作用。

3、输入串联输出并联的结构结合同一频率控制，天然获得输入侧的均压。

4、输入端采用boost升压电路，避免了中间母线电压过低导致的后级LLC输入侧电流应力高，效率降低。

5、前级采用Boost升压电路，中间母线不仅电压较高，还可获得较好的调压范围。

6、通过中间母线电压跟随输出电压的比例控制，减小了后级LLC的增益范围，便于优化后级LLC的磁元件和谐振元件，提高效率。

附图说明

图1为LLC谐振软开关DC/DC变换器；

图2为Boost级联LLC谐振DC/DC的两级变换器；

图3为Buck级联LLC谐振DC/DC的两级变换器；

图4为本发明的LLC输出侧交错并联的两级拓扑；

图5为交错并联对LLC拓扑输出电流纹波的抵消效果；

图6为串联输入两相LLC的交错并联控制过程示意；

图7为本发明电路的中间母线电压控制过程示意；

图8为两级结构的两相交错并联半桥LLC电路及其控制过程示意；

图9为两级结构的两相交错并联全桥LLC电路及其控制过程示意。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。

本发明的宽电压范围大电流输出DC/DC变换器，包括前级非隔离DC-DC电路和后级隔离型LLC谐振DC-DC电路，其中，后级隔离型LLC谐振DC-DC电路具有两相相同的电路结构。本发明将两相LLC的高压输入侧串联，而在低压输出侧进行并联，如图4所示。由于串联输入结构能够保证在开关频率和占空比一致时的输入侧电压增益稳定，因此能够较好的实现输入侧的自均压而无须额外的输入电压的均压控制策略。由于LLC的输入侧串联，需要较高的电压才能够降低输入侧电流应力，因此刚好可以利用前级DC-DC电路进行升压，并且还可以使中间母线电压具有一定的调节范围，满足后级LLC的输入电压要跟随输出电压变化的需求。并且，可以利用并联输出的LLC拓扑进行交错控制，使其两相输出的电流纹波抵消，降低输出侧的电流纹波，图5中为纹波电流抵消的效果图。

为了提高后级隔离型DC-DC的开关频率和效率，将LLC拓扑的开关工作频率控制在串联谐振频率附近。但是固定LLC的开关频率或者限制开关频率在谐振点附近导致电压增益的不可调节，而汽车辅助用DC电源需要满足宽的输入和宽的输出电压范围，因此需要前级非隔离升压DC-DC的输出电压范围能够根据最后输出侧的电压进行调节，从而无需宽范围调节LLC的增益和开关频率，以解决LLC控制策略不能大幅调节输出电压的问题。

为了获得后级LLC的交错并联效果，图6中后级输入串联的LLC的控制信号来自同一个控制器。控制器采样的输出电压Vo与输出电压基准Voref比较，得到误差放大器的输出Verr，再通过压频控制器得到LLC的开关频率fs。然后通过错相控制器得到两对错相90度角度的互补驱动信号，分别驱动两相LLC的原边开关桥臂的开关管。忽略互补控制信号的死区时间，每对互补控制信号的占空比为50％。从而获得交错并联的效果，抵消两相LLC输入、输出电流的纹波，减少滤波器尺寸。采用统一的输出电压控制逻辑，可以天然获得输入侧串联电压的自均衡。

为了减少后级LLC的增益调节范围，可以通过调节前级Boost电路的输出电压(Vbus)，获得中间母线Vbus随着输出电压Vo线性变化的效果，如图7所示。Boost控制器同时采样输出电压和中间母线电压，进而调节boost的占空比来调节Vbus电压。该Boost控制器可以是模拟器件，也可以是数字实现方式。通过模拟或者数字的算法，使Vbus以一定的比例系数k跟随Vo进行线性调节，该算法最终产生的信号进入占空比发生电路，得到boost电路的控制占空比，来调节Vbus的电压。

以图8中的半桥LLC拓扑为例，说明两相交错并联LLC的交错并联控制方式。交错LLC控制发出的第一对控制信号G11和G12分别驱动第一相的原边半桥桥臂开关管Q11和Q12的门极。交错LLC控制发出的第二对控制信号G21和G22分别驱动第二相的原边半桥桥臂开关管Q21和Q22的门极。每一对控制信号的占空比为50％，两对信号之间错相90度。LLC副边整流电路Rec1和Rec2可以是二极管整流，为了降低导通损耗也可以采用同步管整流。

对于大功率应用，可以采用两相LLC全桥电路进行交错并联，可以获得同样的效果(如图9所示)。所不同的是，LLC原边半桥结构改成全桥结构，即两个开关桥臂。所增加的桥臂为Q13和Q14组成的桥臂和Q23和Q24组成的桥臂。增加的桥臂中点分别连接到对应LLC相数的谐振腔中电容元件Cr1和Cr2的一端。其余连接方式不变。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。