自适应谷值电流型脉冲序列控制方法及其装置与流程

本发明涉及一种开关变换器，具体为一种自适应谷值电流型脉冲序列控制方法及其装置。
背景技术：
：：随着电力电子技术的发展和便携式电子设备的普及，针对以线性控制理论为基础的脉冲宽度调制(PWM)技术存在瞬时响应慢、补偿网络设计复杂等缺点，人们提出了一种新颖的非线性离散控制方法—脉冲序列(PT)控制。通过调整预先设定的、频率相同但占空比不同的高、低功率脉冲序列组合实现对输出电压的调节，具有电路实现简单、动态响应快、鲁棒性强的特点，适用于对可靠性要求较高的开关电源系统。PT控制在电感电流断续导电模式(DCM)的开关变换器中得到了成功应用，即高功率脉冲作用时输出电压增加，低功率脉冲作用时输出电压减小。为了拓宽变换器的功率范围，将PT控制应用到电感电流连续导电模式(CCM)的开关变换器中，输出电压通过电感电流间接地得到调节，从而引起了低频波动现象，严重影响了开关变换器的工作性能。针对PT控制开关变换器的低频波动现象，现有的工作主要从两方面展开。一方面是通过改善控制方式或主电路电路参数抑制低频波动。如：通过增大输出滤波电容的等效串联电阻(ESR)抑制低频振荡现象，但较大的ESR将伴随不可忽略的输出电压纹波。利用电感电流纹波注入反馈(ICRIF)法将电感电流纹波信息叠加到输出端，可抑制了CCMBuck变换器的低频振荡现象，但引入ICRIF支路的变换器额外器件增多且结构复杂。提出了电容电流脉冲跨周期调制(CC-PSM)方法，有效抑制了CCMBuck变换器在低ESR值时的低频振荡现象，但检测电容电流需额外传感器将增加控制成本和复杂程度。针对电流型脉冲序列(CM-PT)控制CCMBuck变换器存在低频振荡现象，通过合理设计控制参数以避免低频振荡，却限制了开关变换器的负载可调范围。另一方面从产生低频波动机理出发，通过控制方式的改进从根本上消除低频振荡现象。如：PT-PWM双模式(dual-modePT/PWM)控制使变换器稳态时工作于PWM模式，保证了稳态时变换器输出电压有较小的纹波；瞬态时工作于PT模式，保证了变换器瞬时响应性能，但控制过程复杂。提出谷值电流型脉冲序列(VCM-PT)控制方法，使一个开关周期内电感储能的变化量为零，从根本上消除了CCM开关变换器的低频振荡现象，同时限制了变换器功率范围。针对VCM-PT控制缺陷提出了多谷值电流型脉冲序列(MVC-PT)控制，拓宽了谷值电流型控制的变换器功率范围，但随着功率范围增大需要预设大量的负载电流参考值及电感电流谷值，从而增加控制电路复杂性及成本。针对VCM-PT控制的缺陷，本发明提出一种自适应谷值电流型脉冲序列控制方法及其装置，能够有效地简化控制电路及降低控制电路成本。技术实现要素：：本发明的目的是提供一种开关变换器的控制方法，使之克服现有多谷值电流型脉冲序列(MVC-PT)控制的技术缺陷。该方法大大提高了变换器的功率范围，其结构简单，动态性能良好，且适用于各种拓扑结构的开关变换器。本发明针对上述技术缺陷，提出一种自适应谷值电流型脉冲序列控制方法。为了实现发明目的，本发明采用如下技术方案：自适应谷值电流型脉冲序列控制方法，由变换器TD和控制器组成连续导电模式开关变换器的自适应谷值电流型脉冲序列控制调节系统，其工作方法包括：在每个开关周期起始时刻，根据输出电压选择该开关周期内的有效控制脉冲；在每个开关周期结束时刻，根据负载电流确定该开关周期内的有效电感电流谷值，从而实现对连续导电模式开关变换器的控制。其控制脉冲选择规则为：若输出电压vo小于基准电压Vref，控制器选择高功率控制脉冲；反之，控制器选择低功率控制脉冲。其电感电流谷值确定规则为：在每个开关周期结束时刻，把负载电流Io与预设电流值M之差作为该开关周期的电感电流谷值Iv。其特征在于：在每个开关周期结束时刻，把负载电流Io与预设电流值M之差作为该开关周期的电感电流谷值Iv。与现有技术相比，本发明的有益效果为：一、本发明针对MVC-PT控制的缺陷提供了一种自适应谷值电流型脉冲序列控制方法，不需要负载电流比较器和谷值电流选择器，简化了多谷值电流型脉冲序列控制电路，降低了电路成本。二、本发明提供的自适应谷值电流型脉冲序列控制方法，不需要预设负载电流参考值和电感电流谷值，避免了变换器输出电压偏离基准值和电感电流谷值振荡现象。三、本发明的方法拓展了变换器的功率范围。本发明的另一目的是提供一种实现上述开关变换器控制方法的装置。本发明实现该发明目的所采用的技术方案为：一种实现自适应谷值电流型脉冲序列控制方法的装置，由变换器TD和控制器组成，控制器包括电压检测电路VD、电感电流检测电路IS1、负载电流检测电路IS2、减法电路SUB、比较电路IDC、脉冲选择器PS、脉冲产生器PG、单触发计时器OOT1、单触发计时器OOT2、驱动电路DR，连接方式为：变换器TD与电压检测电路VD、电感电流检测电路IS1、负载电流检测电路IS2及驱动电路DR相连；脉冲产生器PG与脉冲选择器PS、驱动电路DR、比较电路IDC、单触发计时器OOT1及单触发计时器OOT2相连；比较电路IDC与电感电流检测电路IS1、减法电路SUB、单触发计时器OOT1、单触发计时器OOT2、脉冲产生器PG及脉冲选择器PS相连；减法电路SUB与负载电流检测电路IS2、比较电路IDC及预设电流值M相连；脉冲选择器PS与电压检测电路VD、脉冲产生器PG、比较电路IDC及基准电压值Vref相连；其特征在于：变换器TD、负载电流检测电路IS2、减法电路SUB、比较电路IDC依次相连。该装置的工作工程和原理为：负载电流检测电路检测变换器负载电流io，并将负载电流io与预设的电流值M之差作为该开关周期的电感电流谷值Iv。电感电流检测电路检测变换器电感电流iL，并将电感电流iL与电感电流谷值Iv比较，在电感电流iL下降到电感电流谷值Iv时刻，产生触发信号VC，当触发信号VC来临时刻，脉冲选择器比较此时输出电压vo与基准电压Vref的大小关系，并将比较结果的逻辑信号输出至脉冲产生器；脉冲产生器根据单触发计时器计时和比较电路的比较结果，产生频率和占空比均不同的控制脉冲PH、PL，并根据输出电压vo与基准电压Vref的大小关系输出对应的控制脉冲实现对变换器开关管Q的控制。下面结合附图和具体实施方式对本发明作出进一步详细的说明。附图说明：图1为本发明的原理框图。图2为本发明实施例一的电路结构框图。图3为本发明实施例一的负载电流检测电路与电感电流谷值产生电路结构图。图4为本发明实施例一的电感电流检测电路与比较电路结构图。图5为本发明实施例一的电压检测电路与脉冲选择电路结构图。图6为本发明实施例一的脉冲产生电路结构图。图7a为本发明实施例一在M等于0.757A、负载功率等于10.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图7b为本发明实施例一在M等于0.757A、负载功率等于20.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图7c为本发明实施例一在M等于0.757A、负载功率等于30.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图7d为本发明实施例一在M等于0.757A、负载功率从10.0W跳到20.0W再到30.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图7e为本发明实施例一在M等于0.757A、负载功率从30.0W跳到20.0W再到10.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图8a为本发明实施例一在M等于0.689A、负载功率等于10.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图8b为本发明实施例一在M等于0.689A、负载功率等于20.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图8c为本发明实施例一在M等于0.689A、负载功率等于30.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图8d为本发明实施例一在M等于0.689A、负载功率从10.0W跳到20.0W再到30.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图8e为本发明实施例一在M等于0.689A、负载功率从30.0W跳到20.0W再到10.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图9a为本发明实施例一在M等于0.813A、负载功率等于10.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图9b为本发明实施例一在M等于0.813A、负载功率等于20.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图9c为本发明实施例一在M等于0.813A、负载功率等于30.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图9d为本发明实施例一在M等于0.813A、负载功率从10.0W跳到20.0W再到30.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图9e为本发明实施例一在M等于0.813A、负载功率从30.0W跳到20.0W再到10.0W时，电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形。图10为本发明实施例二的电路结构图。图11为本发明实施例三的电路结构图。具体实施方式：实施例一图1示出，本发明的一种具体实施方式为，一种开关变换器的控制方法，其具体作法是：脉冲选择规则为：在每个开关周期起始时刻，若输出电压vo小于基准电压Vref，采用高功率脉冲PH控制变换器中的开关管Q；反之，采用低功率脉冲PL控制开关管Q。电感电流谷值确定规则为：在每个开关周期结束时刻，把负载电流io与预设电流值M之差作为该开关周期的电感电流谷值Iv。电路由变换器TD和控制器组成，控制器包括电压检测电路VD、电感电流检测电路IS1、负载电流检测电路IS2、减法电路SUB、比较电路IDC、脉冲选择器PS、脉冲产生器PG、单触发计时器OOT1、单触发计时器OOT2、驱动电路DR。图2示出，本实施例的开关变换器的控制方法的装置，由Buck变换器和控制器组成，控制器包括电压检测电路VD、电感电流检测电路IS1、负载电流检测电路IS2、减法电路SUB、比较电路IDC、脉冲选择器PS、脉冲产生器PG、单触发计时器OOT1、单触发计时器OOT2、驱动电路DR，连接方式为：变换器TD与电压检测电路VD、电感电流检测电路IS1、负载电流检测电路IS2及驱动电路DR相连；脉冲产生器PG与脉冲选择器PS、驱动电路DR、比较电路IDC、单触发计时器OOT1及单触发计时器OOT2相连；比较电路IDC与电感电流检测电路IS1、减法电路SUB、单触发计时器OOT1、单触发计时器OOT2、脉冲产生器PG及脉冲选择器PS相连；减法电路SUB与负载电流检测电路IS2、比较电路IDC及预设电流值M相连；脉冲选择器PS与电压检测电路VD、脉冲产生器PG、比较电路IDC及基准电压值Vref相连。图3示出，本实施例的负载电流检测电路与电感电流谷值产生电路具体组成为：由四个电阻(R1、R2、R3、R4)、一个运放TL084、一个预设电流值M及负载电流检测电路IS2组成。R1、R2的一端与运放的“-”端相连；R3、R4的一端与运放的“+”端相连；R2的另一端与运放的输出端相连；R4的另一端与GND相连；R1的另一端与预设电流值M相连；R3的另一端与负载电流检测电路输出端相连。图4示出，本例的电感电流检测电路与比较电路的具体组成为：电感电流检测电路IS1输出端接比较器AC的“-”端；谷值电流产生电流输出端接比较器AC的“+”端。图5示出，本例的电压检测电路与脉冲选择电路的具体组成为：电压检测电路VD输出端接比较器AC1的“+”端；预设的基准电压Vref接比较器AC的“-”端；比较器AC1输出的VC1信号接触发器DFF的“D”端；触发信号VC接触发器DFF的“clk”端。图6示出，本例的电压检测电路与脉冲选择电路的具体组成为：触发信号VC和OOT1输出复位信号VTL分别接触发器RSFF1的“S”端和“R”端；触发信号VC和OOT2输出复位信号VTH分别接触发器RSFF2的“S”端和“R”端；触发器DFF输出信号VQ和触发器RSFF1的“Q”端输出信号接与门AN1的输入端；触发器DFF输出信号VQ和触发器RSFF2的“Q”端输出信号接与门AN2的输入端；与门AN1的输出端和与门AN2的输出端接或门OR的输入端。本例的装置工作原理为：当电感电流iL下降至小于谷值电流Iv时，比较器产生一个触发信号VC；同时触发脉冲选择器PS、脉冲产生器PG、单触发计时器OOT1及单触发计时器OOT2；触发信号使脉冲产生器输出一个高电平，经驱动电路后驱动变换器中的开关管Q，从而使电感电流上升；触发信号使单触发计时器工作，OOT1经过tonL后输出一个复位脉冲VTL，OOT2经过tonH后输出一个复位脉冲VTH；触发信号使脉冲选择器根据输出电压与基准电压的大小关系，选择有效复位脉冲；当输出电压小于基准电压时，选择OOT2的复位脉冲VTH为有效脉冲；反之，选择OOT1的复位脉冲VTL为有效脉冲。本例的变换器为Buck变换器。基于PSIM电路仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。图7为采用上述控制方法及其控制装置的变换器在M等于0.757A时的仿真波形。如图7a所示，在负载功率为10.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，稳定工作时负载电流为1.0A，脉冲组合为1PH-1PL。如图7b所示，在负载功率为20.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，稳定工作时负载电流为2.0A，脉冲组合为1PH-1PL。如图7c所示，在负载功率为30.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，稳定工作时负载电流为3.0A，脉冲组合为1PH-1PL。如图7d所示，负载功率从10.0W跳到20.0W再到30.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，其负载电流从1.0A跳到2.0A再到3.0A，脉冲组合均为1PH-1PL。如图7e所示，负载功率从30.0W跳到20.0W再到10.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，其负载电流从3.0A跳到2.0A再到1.0A，脉冲组合均为1PH-1PL。图8为采用上述控制方法及其控制装置的变换器在M等于0.689A时的仿真波形。如图8a所示，在负载功率为10.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，稳定工作时负载电流为1.0A，脉冲组合为1PH-2PL。如图8b所示，在负载功率为20.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，稳定工作时负载电流为2.0A，脉冲组合为1PH-2PL。如图8c所示，在负载功率为30.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，稳定工作时负载电流为3.0A，脉冲组合为1PH-2PL。如图8d所示，负载功率从10.0W跳到20.0W再到30.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，其负载电流从1.0A跳到2.0A再到3.0A，脉冲组合均为1PH-2PL。如图8e所示，负载功率从30.0W跳到20.0W再到10.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，其负载电流从3.0A跳到2.0A再到1.0A，脉冲组合均为1PH-2PL。图9为采用上述控制方法及其控制装置的变换器在M等于0.813A时的仿真波形。如图9a所示，在负载功率为10.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，稳定工作时负载电流为1.0A，脉冲组合为2PH-1PL。如图9b所示，在负载功率为20.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，稳定工作时负载电流为2.0A，脉冲组合为2PH-1PL。如图9c所示，在负载功率为30.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，稳定工作时负载电流为3.0A，脉冲组合为2PH-1PL。如图9d所示，负载功率从10.0W跳到20.0W再到30.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，其负载电流从1.0A跳到2.0A再到3.0A，脉冲组合均为2PH-1PL。如图9e所示，负载功率从30.0W跳到20.0W再到10.0W时电感电流iL、输出电压vo和负载电流io的时域仿真波形，其负载功率电流从3.0A跳到2.0A再到1.0A，脉冲组合均为2PH-1PL。实施例二图10示出，本例与实施例一基本相同，不同之处在于：本例控制的开关变换器TD为Boost变换器。实施例三图11示出，本例与实施例一基本相同，不同之处在于：本例控制的开关变换器TD为Buck-Boost变换器。本发明方法可方便地用模拟器件或数字器件实现；除了以上实施例中的开关变换器外，还可以用于Cuk变换器、反激式变换器、正激式变换器、半桥变换器、全桥变换器等多种功率电路组成的开关变换器。本发明实施例一采用表1中的电路参数进行仿真。表1变换器仿真参数名称参数Vin20V输出Vr电ef压V150VVC470uFL100uHtonL10uStonH18uSf50kHzM0.689A、0.757A、0.813APR10.0W、20.0W、30.0W当前第1页1 2 3