一种改进的滑模变结构Delta调制方法与流程

本发明属于电力电子控制
技术领域：
，涉及感应加热电源、不间断电源(UPS)等大功率开关电源，尤其是一种改进的滑模变结构Delta调制方法。
背景技术：
：伴随着功率半导体器件开关速度和额定容量的提高，在感应加热熔炼、不间断电源等领域电压源型串联谐振逆变器受到了越来越多的关注。电压源串联谐振逆变器通常由直流电压源、高频逆变器、负载匹配变压器和感应线圈构成的，相应的控制负载输出电流或者输出功率的方法是利用晶闸管可控整流器和开关频率恒定的逆变器实现这一过程的。尽管这种方法在理论上容易实现，但是整流器中的开关器件通常工作在硬开关状态，进一步增加了功率损耗以及设备的体积和重量。针对上述问题，目前采用了一种高性能电流控制技术。逆变器由二极管不可控整流电路提供直流电，逆变电路中的功率开关器件工作在谐振状态以获得较高的输出功率密度。另外一种是将电流可调Delta控制器(CRDM)应用于串联谐振逆变器控制脉冲序列的产生，这种方法采用高增益的调节器，因而具有较强的鲁棒性和响应速率。但是CRDM控制输出电流常常伴随着非零稳态误差和偏置，导致输出功率性能恶化。技术实现要素：本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种设计合理、输出电流的稳态偏置值小且纹波电流含量低的改进的滑模变结构Delta调制方法。本发明解决其技术问题是采取以下技术方案实现的：一种改进的滑模变结构Delta调制方法，包括以下步骤：步骤1、建立基于传统电流可调Delta控制器控制的串联谐振逆变器离散时间动态模型，并通过对基于传统电流可调Delta控制器控制的串联谐振逆变器的等效分析得出在一个采样周期内，当采用传统电流可调Delta控制器控制时，串联谐振逆变器的输出负载电流与电流纹波幅值之间的关系表达式；步骤2、根据步骤1的串联谐振逆变器的输出负载电流变化量与电流纹波幅值的关系表达式，绘制出在不同等效控制输入下，负载输出电流和电流纹波幅值的对应关系图；并为了减小电流可调Delta控制器的输出侧电流偏置值，引入积分器改善电流可调Delta控制器的输出性能；步骤3、基于滑模变结构控制理论分析串联谐振逆变器的开关状态，选取合适的积分器积分增益值Ki；步骤4、为了进一步扩大所述积分器积分增益值Ki的上限值，在所述步骤2的引入积分器的电流可调Delta控制器的前馈通道上引入积分复位环节，选取合适的误差带宽η，当输出侧电流误差值大于预设的误差带宽η时，积分器被强迫复位，借助这种控制方法，进一步扩大积分器积分增益值Ki的上限值。而且，所述步骤1的串联谐振逆变器的输出负载电流与电流纹波幅值之间的关系表达式为：ΔI(k+1)=Io(k+1)-Io(k)=π2Q{Imaxu*(k+1)-Io(k)}]]>其中，u*(k+1)为等效控制输入，对应表达式为：u*(k+1)=M(k)+M(k+1)2]]>其中，M(k)用来描述逆变器的运行模式，可以表示如下：上式中，Q为负载品质因数；ΔI为电流纹波幅值；Imax为输出电流最大值；Io为输出电流。而且，所述步骤2的引入积分器改善电流可调Delta控制器的输出性能具体方法为：在传统电流可调Delta控制器的前馈通道上加入了一个积分器，在每半个谐振周期内，采集串联谐振逆变器输出电流值与参考电流值进行比较，产生误差信号，再经过积分器的调节来产生下一时刻逆变器的开关控制信号，进而决定下一时刻逆变器的运行模式。而且，所述步骤3的具体方法为：为了选取合适的积分器增益Ki，引入滑模变结构控制理论，建立基于滑模变结构控制的开关状态表达式，通过建立滑模变结构控制下的开关状态与等效控制输入的关系，得出积分增益Ki与等效控制输入u*(k+1)的对应表达式，进而通过选取不同的等效控制输入，确定积分增益Ki的上限值为：0<Ki<π2QT]]>上式中，T为半个谐振周期；而且，所述步骤4的选取合适的误差带宽η的具体方法为：结合步骤1的所述串联谐振逆变器的输出负载电流与电流纹波幅值之间的关系表达式，作图获得在不同参考电流值下的等效控制输入和电流误差值的对应曲线，进而分析出了误差带宽η的表达式为：ηmin=max{|ΔI(u*=0.5)|+|ΔI(u*=1)|,|ΔI(u*=0.5)|+|ΔI(u*=0)|}=1.5π2QImax]]>本发明的优点和积极效果是：1、本发明提出了一种改进的滑模变结构Delta调制方法，通过在传统的电流可调Delta控制器(CRDM)中加入带有复位功能的积分器，进一步减小了输出电流的稳态偏置值，同时保持纹波电流含量在一个较低的水平，瞬时响应超调量几乎可以忽略。并通过实验验证了电流控制器的调节性能，将本发明应用于感应加热电源、不间断电源等系统时，输出功率密度高，控制调节范围宽。2、本发明基于对零电流开关状态的串联谐振逆变器动态电流模型进行的分析，提出一种改进的滑模变结构Delta调制方法。对于积分器增益和误差带宽的设定采用基于离散时间域的滑模变结构理论，进一步提高了谐振逆变器输出电流的稳定性，改善了串联谐振逆变器的输出功率。附图说明图1是本发明方法流程图；图2是本发明的串联谐振电路原理图；图3是不同等效控制输入下，负载输出电流和电流纹波幅值的对应关系示意图；图4是本发明的传统电流可调Delta控制器原理图；图5是本发明的加入积分复位的电流可调Delta控制器原理图；图6是本发明的当Iref<0.5Imax时对应的电流误差和控制输入值示意图；图7是本发明的当Iref>0.5Imax时对应的电流误差和控制输入值示意图。具体实施方式以下结合附图对本发明实施例作进一步详述：一种改进的滑模变结构Delta调制方法，如图1所示，包括以下步骤：步骤1、建立基于传统电流可调Delta控制器控制的串联谐振逆变器离散时间动态模型，通过对基于传统电流可调Delta控制器控制的串联谐振逆变器的等效分析得出在一个采样周期内，当采用传统电流可调Delta控制器控制时，串联谐振逆变器的输出负载电流与电流纹波幅值之间的关系表达式：ΔI(k+1)=Io(k+1)-Io(k)=π2Q{Imaxu*(k+1)-Io(k)}]]>其中，u*(k+1)为等效控制输入，对应表达式为：u*(k+1)=M(k)+M(k+1)2]]>其中，M(k)用来描述逆变器的运行模式，可以表示如下：上式中，Q为负载品质因数；ΔI为电流纹波幅值；Imax为输出电流最大值；Io为输出电流；步骤2、根据步骤1的串联谐振逆变器的输出负载电流变化量与电流纹波幅值的关系表达式，绘制出如图3所示的在不同等效控制输入下，负载输出电流和电流纹波幅值的对应关系示意图；由图3可知，当等效控制输入为负值时，对应逆变器运行在回馈状态，负载电流值逐渐减小，而电流纹波幅值增加。在这种情况下，控制输入值只有0和1两个状态，输出状态切换速度或者电流变化速率不能被合适的调整，导致输出侧电流纹波含量高，电流偏置大。因此，为了减小电流可调Delta控制器的输出侧电流偏置值，在如图4所示的传统电流可调Delta控制器的前馈通道上加入一个积分器，在每半个谐振周期内，采集串联谐振逆变器输出电流值Io与参考电流值Iref进行比较，产生误差信号Ie，再经过积分器的调节来产生下一时刻逆变器的开关控制信号，进而决定下一时刻逆变器的运行模式，从而改善电流可调Delta控制器的输出性能。步骤3、基于滑模变结构控制理论分析串联谐振逆变器的开关状态，选取合适的积分器积分增益值Ki；所述步骤3的具体方法为：为了选取合适的积分器增益Ki，引入滑模变结构控制理论，建立基于滑模变结构控制的开关状态表达式，通过建立滑模变结构控制下的开关状态与等效控制输入的关系，得出积分增益Ki与等效控制输入u*(k+1)的对应表达式，进而通过选取不同的等效控制输入，确定积分增益Ki的上限值为：0<Ki<π2QT]]>上式中，T为半个谐振周期；步骤4、为了进一步扩大所述积分器积分增益值Ki的上限值，在所述步骤2的引入积分器的电流可调Delta控制器的前馈通道上引入积分复位环节，然后确定误差带宽η的最小值，为了减小超调量，需要选取一个较小的η值，同时满足在稳态情况下最大电流误差值时不使积分器复位；选取合适的误差带宽η，当输出侧电流误差值大于预设的误差带宽η时，积分器被强迫复位，借助这种控制方法，进一步扩大积分器积分增益值Ki的上限值。本发明的加入积分复位的电流可调Delta控制器原理图，如图5所示；所述步骤4的选取合适的误差带宽η的具体方法为：结合步骤1的所述串联谐振逆变器的输出负载电流与电流纹波幅值之间的关系表达式，作图获得在不同参考电流值下的等效控制输入和电流误差值的对应曲线，进而分析出了误差带宽η的表达式为：ηmin=max{|ΔI(u*=0.5)|+|ΔI(u*=1)|,|ΔI(u*=0.5)|+|ΔI(u*=0)|}=1.5π2QImax]]>下面对本实施例中积分器的积分增益Ki的上限值的确定过程进行详细说明：已知匹配变压器二次侧输出电压初始值为Vs，对应时刻t＝0，则输出电流io和槽路电容电压vc的简化表达式可以表示为：io(t)=-eαtvc(0)-VsωdLeqsin(ωdt)---(1)]]>vc(t)=Vs+e-αt(vc(0)-Vs)ωrωdcos(ωdt-φ)---(2)]]>其中，α=Req2Leq,ωd=ωr1-(12Q)2,φ=sin-1(12Q),Q=ωrLeqReq]]>上式中，Leq为负载等效电感值；Req为负载等效电阻值；由于每一个功率开关器件总是在电流过零点时刻改变其开关状态，因而开关器件的开关频率总是等于负载谐振频率。如图2所示的串联谐振电路的输入端电压的值Vdc由逆变器开关状态决定如下：vs=Vdcif(Q1,Q2)areON0if(Q1,Q2)or(Q3,Q4)areON-Vdcif(Q3,Q4)areON---(3)]]>上式中，Q1、Q2、Q3、Q4分别对应串联谐振逆变器中的功率开关器件状态；定义一个离散变量M(k)描述逆变器的运行模式，可以表示如下：结合式(4)，公式(3)可以写成：vs(t)＝VdcM(k)sign(io(t))forkT＜t＜(k+1)T(5)上式中，T＝π/ωd为半个谐振周期；假设负载输出电流峰值的绝对值为Io，在半个谐振周期内，开关瞬时的电容电压为Vc，以上述两个离散变量为状态量，由式(1)、(2)和(5)可得：Io(k)=|io(kT+T2)|=VdcM(k)+Vc(k)ωdLeqexp(-π4Q)---(6)]]>Vc(k+1)=|vc(kT+T)|=Vc(k)exp(-π2Q)+(1+exp(-π2Q))VdcM(k)---(7)]]>上式中，负载品质因数Q>>1；将公式(7)代入(6)，可以得出离散时间下的电流Io(k+1)：Io(k+1)＝ΦIo(k)+Γu*(k+1)(8)等效控制输入u*(k+1)取值范围为{1，0.5，0，-0.5，-1}，则流过负载线圈的输出电流最大值可以由式(8)得出：Imax=Γ(1-Φ)=4VdcπReq---(9)]]>在一个采样周期内，负载电流的变化决定了电流纹波的幅值，关系表达式为：ΔI(k+1)=Io(k+1)-Io(k)=(Φ-1)Io(k)+Γu*(k+1)=π2Q{Imaxu*(k+1)-Io(k)}---(10)]]>其中，Φ=exp(-π2Q)=1-π2Q,Γ=exp(-π4Q)2VdcReqQ=(1-π4Q)2VdcReqQ,u*(k+1)=M(k)+M(k+1)2]]>基于滑模变结构控制的开关状态S(k)可以表示为：S(k)＝Ie(k)+Kiz(k)(11)z(k+1)＝z(k)+TIe(k)(12)上式中，Ie为电流误差值；z(k)为积分增益系数；可以联立式(8)、(11)和(12)，得出S(k)；S(k+1)-S(k)=(1-Φ)Io(k)-Γu*(k+1)+KiTIe(k)=-ΔI(k+1)+KiTIe(k)---(13)]]>当S(k+1)-S(k)＝0，解得Ki；Ki=ΔI(k+1)TIe(k)=π2QT{1+Imaxu*(k+1)-Irefie(k)}---(14)]]>当控制输入信号值M(k+1)＝1时，u*(k+1)可能的取值为{1，0.5}；当u*(k+1)＝1时，Ki满足：0＜Ki＜K1(15)其中，K1为在u*(k+1)＝1且Ie(k)>0时对应Ki值；当控制输入信号值M(k+1)＝0时，u*(k+1)可能的取值为{0，0.5}；当u*(k+1)＝0时，Ki满足：0＜Ki＜Ko(16)其中，Ko为在u*(k+1)＝0且Ie(k)<0时式(12)对应的Ki值。当u*(k+1)＝0或1时，由式(14)、(15)可得Ki满足：0<Ki<π2QT[1+min{Imax-Iref|Ie(k)|,Iref|Ie(k)|}]---(17)]]>但是，当u*(k+1)＝0.5时，Ki无法解出，此时对应S(k)<0，Io(k)<0.5或者S(k)>0，Io(k)>0.5两种情况，为了减少这种情况下的电流纹波，下一时刻S(k+2)的值应满足：S(k){S(k+2)-S(k+1)}＜0(18)此时，u*(k+2)的可能取值为{1，0}，并同时满足M(k+2)＝M(k+1)；借助上述式(17)，当满足Iref＝Imax或者Iref＝0时，可以得出：0<Ki<π2QT---(19)]]>在本实施例中，图6和图7分别是本发明的当Iref<0.5Imax时和当Iref>0.5Imax时对应的电流误差和控制输入值示意图。其中，Iref为参考电流值，Imax为输出电流最大值，进而分析出误差带宽η的表达式为：ηmin=max{|ΔI(u*=0.5)|+|ΔI(u*=1)|,|ΔI(u*=0.5)|+|ΔI(u*=0)|}=1.5π2QImax---(20)]]>本发明的工作原理是：本发明适用于感应加热电源、不间断电源(UPS)等大功率开关电源，首先为了对电流可调Delta控制器(CRDM)进行简化而有效的分析，提出了一个基于串联谐振逆变器的离散时间动态模型。分析得出了在不同开关状态下，谐振逆变器输出电流值的对应变化情况和输出电流纹波产生的原因。然后当加入带有积分复位的电流可调Delta控制器控制谐振逆变器时，不论是输出状态切换速度还是电流变化速率的响应时间都进一步缩短，输出侧电流纹波含量也相应减少，电流偏置减小。再结合滑模变结构控制分析逆变器开关状态，选取合适的积分增益值和误差带宽值，将每半个谐振周期内采集到的逆变电路输出侧电流值与参考电流值进行比较，产生的误差信号通过PI控制器的输出，再经过调节器的调节，进而决定下一时刻逆变器的运行模式。需要强调的是，本发明所述的实施例是说明性的，而不是限定性的，因此本发明包括并不限于具体实施方式中所述的实施例，凡是由本领域技术人员根据本发明的技术方案得出的其他实施方式，同样属于本发明保护的范围。当前第1页1 2 3