一种用于三电平全桥直流变换装置的中点电压平衡方法与流程

本发明涉及一种直流-直流电能变换装置，具体涉及适用于高压、大功率应用场合下隔离型三电平直流变换装置的控制方法。

背景技术：

随着新能源发电、高压直流输电、船舶电力推进、高速铁路电气等相关技术的飞速发展，适用于高压、电气隔离、大功率应用场合的三电平全桥直流变换装置引起了越来越多的关注。三电平全桥直流变换装置，采用低压快速开关管的串联，解决了高压大功率场合下开关管电压应力过高，损耗过大，器件难以选择，成本过高，开关频率过低等问题，提高了电力变换的效率、功率密度和经济性，在很多场合下已得到广泛应用。

三电平全桥直流变换装置中，由于器件、线路的分散性，两个串联的开关管及其驱动不可避免存一定的差异性，需要额外施加一定地均压措施来保证两个串联开关管承担的电压应力一致和串联分压电容的中点电压平衡，即保证器件的均压，都为输入电压的一半，以保证器件的安全性和可靠性。目前，常见的器件串联均压技术包括功率端均压技术和栅极驱动端均压技术，其中功率端均压技术是在主电路上增加RC缓冲电路、二极管箝位电路、飞跨电容等，随着电压等级的提高，该均压技术造成的费用和损耗都将增加。栅极驱动端均压技术则是通过在器件的驱动电路上增加电容、二极管、电阻等箝位电路，来实现串联器件的均压控制。由于高压大功率应用场合下，开关器件的驱动电路往往采用器件供应商提供的标准成熟可靠电路，且和开关器件集成在一起，接口固定，新引入的栅极驱动均压电路势必造成驱动电路的改造成本较高，此外，该均压电路中分立元件较多，对元件的一致性要求很高，筛选成本和工作量较大。

因此，尽量减小硬件电路，从控制上来保证串联器件的均压和中点电压平衡是当前电力电子技术领域的研究热点之一。

技术实现要素：

针对三电平全桥电路存在的上述问题，本发明提出了一种用于三电平全桥直流变换装置的中点电压平衡方法。本发明的中点电压平衡方法，可以省去三电平全桥电路中的飞跨电容，同时实现两个串联开关管的均压和输入分压电容的中点电压平衡，保证器件的安全性，从而可以选择低电压定额的器件来满足高压场合的需求，有利于提高装置的开关频率，减小体积、重量和成本。

具体而言，本发明提供一种用于三电平全桥直流变换装置的中点电压平衡方法，所述三电平全桥直流变换装置包括：第一输入分压电容C_in1、第二输入分压电容C_in2、第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管Q₃、第四开关管Q₄、第五开关管Q₅、第六开关管Q₆、第七开关管Q₇和第八开关管Q₈、第一整流二极管D_R1、第二整流二极管D_R2、第三整流二极管D_R3、第四整流二极管D_R4、第一箝位二极管D_c1、第二箝位二极管D_c2、第三箝位二极管D_c3、第四箝位二极管D_c4、隔直电容C_b、谐振电感L_r、变压器T、滤波电感L_f、输出滤波电容C_f，其特征在于，所述三电平全桥直流变换装置不包含连接在第一箝位二极管D_c1阴极和第二箝位二极管D_c2阳极两端的飞跨电容，也不包含连接在第三箝位二极管D_c3阴极和第四箝位二极管D_c4阳极两端的飞跨电容，所述第一输入分压电容C_in1和第二输入分压电容C_in2串联连接在直流输入电压U_in之间，其中点为O，所述第一输入分压电容C_in1的正极和负极分别连接在直流输入电压U_in正极与中点O之间，所述第二输入分压电容C_in2的正极和负极连接在中点O与直流输入电压U_in负极之间，所述直流输入电压U_in正极还连接至第一开关管Q₁的集电极和第五开关管Q₅的集电极，所述直流输入电压U_in负极还连接至第四开关管Q₄的发射极和第八开关管Q₈的发射极，所述第一开关管Q₁的发射极分别连接至第二开关管Q₂的集电极和第一箝位二极管D_c1的阴极，所述第五开关管Q₅的发射极分别连接至所述第六开关管Q₆的集电极和所述第三箝位二极管D_c3的阴极，所述第一箝位二极管D_c1的阳极、第二箝位二极管D_c2的阴极、第三箝位二极管D_c3的阳极和第四箝位二极管D_c4的阴极都连接至中点O，所述第二开关管Q₂的发射极分别连接至第三开关管Q₃的集电极和谐振电感L_r的第一端，L_r的第二端连接至变压器T的原边第一端，所述第六开关管Q₆的发射极分别连接至第七开关管Q₇的集电极和隔直电容C_b的第一端，隔直电容C_b的第二端连接至变压器T的原边第二端，所述第三开关管Q₃的发射极分别连接至第二箝位二极管D_c2的阳极和第四开关管Q₄的集电极，所述第七开关管Q₇的发射极分别连接至第四箝位二极管D_c4的阳极和第八开关管Q₈集电极，

变压器T的副边第一端分别连接至第一整流二极管D_R1阳极和第二整流二极管D_R2的阴极，变压器T的副边第二端分别连接至第三整流二极管D_R3的阳极和第四整流二极管D_R4的阴极，第一整流二极管D_R1的阴极分别连接第三整流二极管D_R3的阴极和滤波电感L_f的第一端，电感L_f的第二端连接至输出滤波电容C_f的正极，并作为输出电压的正极，第二整流二极管D_R2的阳极分别连接第四整流二极管D_R4的阳极和输出滤波电容C_f的负极，并作为输出电压的负极，

所述控制方法包括下述步骤：

(1)、分别将用于控制第一至第八开关管的控制信号G₁、G₂、……、G₈输送至三电平全桥直流变换装置中相应开关管Q₁、Q₂、……、Q₈，其中，控制信号G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间固定为小于1/2开关周期的一预定时间段——固定时间T_固，控制信号G₁、G₄、G₅、G₈的初始导通时间小于所述固定时间T_固约2-5微秒，

(2)、设置所述控制信号G₂、G₃、G₆、G₇使得内管第二开关管Q₂和第三开关管Q₃互补导通，第六开关管Q₆和第七开关管Q₇互补导通。

(3)、设置所述控制信号G₁、G₂、……、G₈使得第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第七开关管Q₇和第八开关管Q₈同时导通，第三开关管Q₃、第三开关管Q4、第五开关管Q₅和第六开关管Q₆同时导通；

(4)、采样获得直流输入电压U_in正极与中点O之间的第一电容电压u_Cin1以及中点O与直流输入电压U_in负极之间的第二电容电压u_Cin2；

(5)、判断第一电容电压u_Cin1与第二电容电压u_Cin2之间的大小关系；

(6)、当u_Cin1>u_Cin2时，同时增加控制信号G₁和G₈的导通时间，或者同时减少控制信号G₄和G₅的导通时间，导通时间变化量Δt＝Δv×(kp+ki/s)，其中，Δv为u_Cin1和u_Cin2的电压偏差，其等于u_Cin1–u_Cin2，对输入电容电压偏差Δv进行比例积分，kp和ki为对输入电容电压偏差Δv进行比例积分所采用的比例和积分系数；

(7)、当u_Cin1<u_Cin2时，同时减小控制信号G₁和G₈的导通时间，或者同时增加控制信号G₄和G₅的导通时间，导通时间变化量同样为Δt＝Δv×(kp+ki/s)；

(8)、控制信号G₁和G₈的最终导通时间等于T_on+Δt，控制信号G₄和G₅的最终导通时间等于T_on–Δt，其中，T_on由输出电压给定与输出电压反馈的误差调节信号得到，大小为T_on＝(U_oref–U_o)×(kp₁+ki₁/s)，其中U_oref为输出电压给定信号，U_o为输出电压反馈信号，其中，对输出电压给定与输出电压反馈的误差进行比例积分，kp₁和ki₁为对输出电压给定与输出电压反馈的误差进行比例积分所采用的比例和积分系数；

(9)、对控制信号G₁、G₄、G₅、G₈最终的最大导通时间进行限幅，保证导通时间都一直小于控制信号G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间。

采用上述控制策略，三电平全桥直流变换装置中并联在箝位二极管D_c1阴极和D_c2阳极两端的飞跨电容，并联在箝位二极管D_c3阴极和D_c4阳极两端的飞跨电容，都可以取消。

所述带中点电压平衡控制方法的优点在于：

(1)不需要复杂的硬件电路，就可保证串联开关管的均压，皆承受一半的输入电压，有效降低器件的电压应力，保证其安全性；

(2)不需要复杂的硬件电路，就可保证输入分压电容的均压，皆承受一半的输入电压，进一步保证串联开关管的均压和中点电压平衡；

(3)可以省去传统三电平全桥直流变换电路中的飞跨电容，解决飞跨电容电压控制复杂、空载电压失衡和体积较大的问题，有利于简化电路拓扑结构，提高电路的可靠性和降低成本；

(4)有利于选择低压快速的开关器件，提高开关频率，降低整个装置的体积、重量和成本；

(5)控制方法简单，有效，且易实现。

附图说明

图1是采用本发明的无飞跨电容型三电平全桥直流变换装置的主电路图；

图2是本发明的驱动控制信号示意图；

图3是本发明中导通时间调节的控制示意图；

图4是本发明不带电容电压偏差调节的驱动控制信号示意；

图5是一种现有技术的驱动控制信号示意图；

图6是图1拓扑结构采用本发明实施例的输入分压电容电压和串联开关管电压波形；

图7是图1拓扑结构采用图4驱动控制信号的输入分压电容电压和串联开关管电压波形；

图8是图1拓扑结构采用图5现有技术的输入分压电容电压和串联开关管电压波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

图1是本发明方法所用于控制的无飞跨电容型三电平全桥直流变换装置的主电路图。如图1所示，该电路中取消了飞跨电容，主要包括：第一输入分压电容C_in1和第二输入分压电容C_in2；第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管Q₃、第四开关管Q₄、第五开关管Q₅、第六开关管Q₆、第七开关管Q₇和第八开关管Q₈；第一整流二极管D_R1、第二整流二极管D_R2、第三整流二极管D_R3、第四整流二极管D_R4；第一箝位二极管D_c1、第二箝位二极管D_c2、第三箝位二极管D_c3、第四箝位二极管D_c4；隔直电容C_b；谐振电感L_r；变压器T；滤波电感L_f；输出滤波电容C_f。图1中输入分压电容上+、–、O表征三电平全桥直流变换装置的输入直流母线正极、负极和中点，u_Cin1和u_Cin2分别为第一输入分压电容和第二输入分压电容两端的电压。

图2示出了本发明实施例中的驱动控制信号的时序图，其中G₁、G₂、……、G₈分别为输送至三电平全桥直流变换装置中相应开关管Q₁、Q₂、……、Q₈的驱动控制信号，其中Q₁、Q₄、Q₅和Q₈为装置中的外管，Q₂、Q₃、Q₆和Q₇为装置中的内管。图2所示驱动控制信号的具体时序为：G₁与G₂同时开通，G₁较G₂提前关断，即G₁与G₂上升沿重合，G₁较G₂下降沿超前，类似的，G₄与G₃上升沿重合，G₄较G₃下降沿超前，G₅与G₆上升沿重合，G₅较G₆下降沿超前，G₈与G₇上升沿重合，G₈较G₇下降沿超前。图2中驱动控制信号G₁、G₂、G₇、G₈同样为同时开通，上升沿重合，驱动控制信号G₃、G₄、G₅、G₆为同时开通，上升沿重合，且满足G₄与G₁的开通时刻相差1/2个开关周期，G₅与G₈的开通时刻相差1/2个开关周期，G₂与G₃的开通时刻相差1/2个开关周期，G₆与G₇的开通时刻相差1/2个开关周期。此外，图2所示控制信号还满足G₂和G₃互补导通，即G₂为高电平时，G₃必为低电平，G₂为低电平时，G₃必为高电平，不存在G₂和G₃同为高电平的时间，类似的，G₆和G₇也互补导通。图2所示控制信号中，G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间为T_固，为一小于1/2开关周期的固定值，G₁、G₄、G₅、G₈的导通时间由两部分组成，一部分为T_on，另一部分为图中阴影区域部分所示的Δt，即最终导通时间等于T_on+Δt或T_on–Δt，需要说明的是，G₁、G₄、G₅、G₈的最终导通时间依然需要保证小于G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间为T_固。

图3是本发明中导通时间调节的控制示意图，由于图2中已述内管驱动控制信号G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间固定为T_固，因此图3中只给出外管驱动控制信号G₁、G₄、G₅、G₈导通时间调节的示意图。图3中，驱动控制信号G₁、G₄、G₅、G₈导通时间由两部分组成，一部分由输出电压给定和反馈的误差经过输出电压反馈比例积分控制器得到，记为T_on＝(U_oref–U_of)×(kp₁+ki₁/s)，其中U_oref为输出电压给定信号，U_of为输出电压U_o的采样反馈信号，kp₁和ki₁为输出电压反馈比例积分控制器的比例和积分系数；G₁、G₄、G₅、G₈导通时间的另一部分是由电容电压偏差Δv＝u_Cin1–u_Cin2经电容电压偏差比例积分控制器得到，记为Δt＝Δv×(kp+ki/s)，其中kp和ki为电容电压偏差比例积分控制器中的比例和积分系数。图3中控制信号G₁、G₈最终的导通时间记为T_on1＝T_on+Δt，G₄、G₅最终的导通时间记为T_on2＝T_on–Δt。为了保证器件的均压性能，T_on1和T_on2还需进行限幅处理，保证其最大值都小于G₂、G₃、G₆、G₇的固定导通时间T_固。

图4是本发明实施例中不带电容电压偏差调节的驱动控制信号示意图。在图4所示的驱动控制信号中，控制信号G₁、G₄、G₅、G₈的导通时间仅由输出电压给定和反馈的误差经过输出电压反馈比例积分控制器得到，不会随电容电压偏差再进行进一步地调节，即没有图2所示的阴影区域，其它部分和图2相同。

图5是现有技术的一种驱动控制信号示意图。在图5所示驱动控制信号中，所有驱动信号的导通时间都相等，都固定为T_固，通过调节内管和外管控制信号的相位差Φ来保证输出电压稳定。

图6给出了图1拓扑结构采用本发明实施例后的主要波形示意图，从上到下依次为外管Q₁和内管Q₂的驱动控制信号波形G₁、G₂，Q₁和Q₂的集电极—发射极两端电压波形u_{ce_Q1}、u_{ce_Q2}，输入分压电容两端电压波形u_cin1和u_cin2，可以看出，采用本发明实施例后，串联开关管Q₁和Q₂集电极—发射极两端电压以及输入分压电容电压都保持相等，均为输入电压的一半，保证了串联器件的均压和中点电压平衡。

图7是图1拓扑结构采用图4驱动控制信号的主要波形示意图，从上到下的波形与图6一致，分别为外管Q₁和内管Q₂的驱动控制信号波形G₁、G₂，Q₁和Q₂的集电极—发射极两端电压波形u_{ce_Q1}、u_{ce_Q2}，输入分压电容两端电压波形u_cin1和u_cin2，可以看出，采用图3所示不带电容电压偏差调节的驱动控制信号后，串联开关管Q₁和Q₂集电极—发射极两端电压和输入分压电容电压无法保持相等，有一个大于一半的输入电压，另外一个小于一半的输入电压，串联器件的均压和分压电容的中点电压平衡都无法保证。

图8是图1拓扑结构采用图5现有技术后的主要波形示意图，从上到下的波形与图6一致，分别为外管Q₁和内管Q₂的驱动控制信号波形G₁、G₂，Q₁和Q₂的集电极—发射极两端电压波形u_{ce_Q1}、u_{ce_Q2}，输入分压电容两端电压波形u_cin1和u_cin2，可以看出，采用图5所示驱动控制信号后，串联开关管Q₁和Q₂集电极—发射极两端电压和输入分压电容电压都已完全发生了偏离，串联的每个器件，包括开关管和输入分压电容，都需要承受整个输入电压，电压应力过高，严重影响到器件的安全性和可靠性，也不利于降低成本和提高开关频率。

采用本发明实施例的主电路参数为：输入电压U_in＝1200VDC；输出电压U_o＝900VDC；输出电流I_o＝330A；输入分压电容C_in1＝C_in2＝1450μF；输出滤波电容C_f＝750μF；变压器T的变比为1：1；谐振电感L_r＝12μH；隔直电容C_b＝150μF；滤波电感L_f＝450μH；开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆、Q₇和Q₈皆为IGBT；整流二极管D_R1、D_R2、D_R3和D_R4皆为快恢复二极管；箝位二极管D_c1、D_c2、D_c3、D_c4皆为快恢复二极管。

本发明实施例对应的驱动电路的参数为：开关频率f_s＝10kHz；开关周期T_s＝100μs；死区时间1μs；内管G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间固定为49μs；外管G₁、G₄、G₅、G₈的最大导通时间限制为45μs；调节时间Δt的最大值限定为2μs，。