本发明涉及一种电路拓扑结构，具体涉及低电压输入隔离型多路输出开关电源的电路拓扑结构。
背景技术：
开关电源和作为系统二次电源的DC/DC变换器广泛应用于航天、航空、船舶、兵器、电子、铁路、通信、医疗电子、工业自动化设备等军民用电子系统中。随着这些设备越来越小型化，对DC/DC变换器的重量、体积、成本也提出了更高的要求，小体积、高性价比的DC/DC电源越来越受到欢迎。
隔离DC/DC变换器中所使用的PWM控制芯片的工作电压大多在5V以上，相应的VMOS管的驱动电压也较高，能够在低压（＜4V）下正常工作的隔离型PWM控制芯片及对应的VMOS管非常罕见，成本也非常高，对低电压输入隔离型多路输出开关电源的设计造成了一定的困难。
国内外目前设计低电压输入隔离型多路输出开关电源较多的采用分立元器件（即采用多组三极管及二极管通过导线连接从而生成集成电路的相关功能）进行设计，增加了产品的组装密度，影响了产品的可靠性。
技术实现要素：
根据现有技术的不足，提供一种低电压输入隔离型多路输出开关电源的电路拓扑结构，该拓扑结构避免了选择罕见的低工作电压PWM控制芯片，并避免了采用分立器件进行设计。
本发明按以下技术方案实现：
一种低电压输入隔离型多路输出开关电源的电路拓扑结构，该电路拓扑结构包括升压电路、功率变换电路和整流电路；所述升压电路连接功率变换电路，所述功率变换电路连接整流电路。
优选的是：所述升压电路包括电感L1、二极管D1、二极管D6、电容C1、VMOS管V1、电阻R1；所述电感L1串接VMOS管V1，所述二极管D1正向串接电容C1的线路与VMOS管V1相并联，所述二极管D6的正极与电阻R1相连，二极管D6的负极与二极管D1的负极相连。
优选的是： 所述功率变换电路包括PWM控制器N1、三极管V2、三极管V3、VMOS管V4及变压器T1；所述PWM控制器N1中的Vcc引脚分别与二极管D6的负极和三极管V2的集电极相连，三极管V2的发射极与三极管V3的集电极相连，三极管V3的发射极接地，三极管V2的基极与三极管V3的基极相连后又与PWM控制器N1中的方波引脚相连，所述VMOS管V4的栅极与三极管V2的发射极相连，VMOS管V4的漏极与变压器T1的Np绕组相连，变压器T1的Nf绕组与电阻R1相连。
优选的是：所述整流电路（3）包括功率电感L2，二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、电容C2、电容C3；
所述二极管D2的负极分别与二极管D3的负极和功率电感L2中的第一绕组输入端相连，二极管D2的正极与变压器T1的Ns1绕组相连，所述二极管D4的正极分别与二极管D5的正极和功率电感L2中的第二绕组输入端相连，二极管D4的负正极与变压器T1的Ns2绕组相连，二极管D3的正极与二极管D5的负极相连，功率电感L2的第一绕组的输出端与电容C2相连，功率电感L2的第二绕组的输出端与电容C3相连，电容C2与电容C3相连，变压器T1的Ns1绕组与变压器T1的Ns2绕组相连，且相连的公共端依次与二极管D3与二极管D5的公共端和电容C2与电容C3的公共端相连后接地。
优选的是：所述二极管D2、D3、D4、D5为肖特基二极管。
本发明有益效果：
（1）本发明采用新型的升压电路，使低电压输入隔离型开关电源有了更多种类的设计方案，并避免了采用分立器件设计电路，从而提高了产品的可靠性，降低了产品的生产及使用成本，这在厚膜混合集成电路中尤为重要；
（2）采用了辅助供电电路，有效的利用了变压器中的剩余能量，减少了电路中的工作损耗，提升了产品的可靠性，降低了产品的使用成本，使产品更加的绿色环保；
（3）采用图腾柱式驱动，有效的减少了VMOS管的开关损耗，提升了产品的工作效率。
附图说明
为了更清楚的说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图做简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明电路原理图。
具体实施方式
下述实施例是对于本发明内容的进一步说明以作为对本发明技术内容的阐释，但本发明的实质内容并不仅限于下述实施例所述，本领域的普通技术人员可以且应当知晓任何基于本发明实质精神的简单变化或替换均应属于本发明所要求的保护范围。
如图1所示，一种低电压输入隔离型多路输出开关电源的电路拓扑结构，该电路拓扑结构包括升压电路1、功率变换电路2和整流电路3；升压电路1连接功率变换电路2，功率变换电路2连接整流电路3。
升压电路1包括电感L1、二极管D1、二极管D6、电容C1、VMOS管V1、电阻R1；电感L1串接VMOS管V1，二极管D1正向串接电容C1的线路与VMOS管V1相并联，二极管D6的正极与电阻R1相连，二极管D6的负极与二极管D1的负极相连。
功率变换电路2包括PWM控制器N1、三极管V2、三极管V3、VMOS管V4及变压器T1；PWM控制器N1中的Vcc引脚分别与二极管D6的负极和三极管V2的集电极相连，三极管V2的发射极与三极管V3的集电极相连，三极管V3的发射极接地，三极管V2的基极与三极管V3的基极相连后又与PWM控制器N1中的方波引脚相连，VMOS管V4的栅极与三极管V2的发射极相连，VMOS管V4的漏极与变压器T1的Np绕组相连，变压器T1的Nf绕组与电阻R1相连，三极管V2为NPN型三极管，三极管V3为PNP型三极管。
整流电路3包括功率电感L2，二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、电容C2、电容C3；二极管D2的负极分别与二极管D3的负极和功率电感L2中的第一绕组输入端相连，二极管D2的正极与变压器T1的Ns1绕组相连，二极管D4的正极分别与二极管D5的正极和功率电感L2中的第二绕组输入端相连，二极管D4的负正极与变压器T1的Ns2绕组相连，二极管D3的正极与二极管D5的负极相连，功率电感L2的第一绕组的输出端与电容C2相连，功率电感L2的第二绕组的输出端与电容C3相连，电容C2与电容C3相连，变压器T1的Ns1绕组与变压器T1的Ns2绕组相连，且相连的公共端依次与二极管D3与二极管D5的公共端和电容C2与电容C3的公共端相连后接地，功率电感L2中的第一绕组输入端与功率电感L2中的第二绕组输出端为同名端。
二极管D2、D3、D4、D5选用肖特基二极管。
肖特基二极管的主要优点包括两个方面：
1）由于肖特基势垒高度低于PN结势垒高度，故其正向导通门限电压和正向压降都比PN结二极管低（约低0.2V）。
2）由于肖特基二极管是一种多数载流子导电器件，不存在少数载流子寿命和反向恢复问题。肖特基二极管的反向恢复时间只是肖特基势垒电容的充、放电时间，完全不同于PN结二极管的反向恢复时间。由于肖特基二极管的反向恢复电荷非常少，故开关速度非常快，开关损耗也特别小，尤其适合于高频应用。
整个电路工作原理如下：
首先，输入电压经过由电感L1，二极管D1，电容C1、VMOS管V1组成的升压电路1，可以将较低的输入电压升为所需要的电压。
T1的Nf绕组通过限流电阻R1与整流二极管C2组成了辅助供电电路，交流信号经过D6的整流形成了一个稳定的直流电压，当电路启动后正常工作时，可以将变压器中剩余的能量转换为电能为控制电路供电，此种方法有效的利用了电路中的剩余能量，减小了电路中的损耗；
其次，电路的第二部分功率变换电路2中的PWM控制芯片由于采用了常规的供电电压，所以其可以选择的范围较大，种类较多，PWM的输出波形通过有三极管V2和三极管V3组成的图腾柱驱动电路后，其驱动能力加强，同时减少了VMOS管V4的开通和关断时间，减少了电路的损耗；
至此，电路将输入直流电压转换为交流电压，通过功率变换电路2中的变压器T1传递至次级，完成了直流到交流的转换；
最后，变压器T1的次级Ns1将传递过来的交流信号经过肖特基二极管D2的整流及肖特基二极管D3续流，最后经过输出功率电感L2和电容C1所组成的滤波电路形成了一个直流输出电压此电压可以经过一个反馈电路使其变得更加稳定；
同理，可以通过增加变压器T1的绕组（如Ns2），整流（肖特基二极管D2），续流（肖特基二极管D3），滤波电路（功率电感L2的另一个绕组和电容C2）从而增加多路输出电压。
为了更好地理解本发明，以上结合具体实施例对本发明作了详细说明。但是，显然可对本发明进行不同的变型和改型而不超出权利要求限定的本发明更宽的精神和范围。因此，以上实施例具有示例性而没有限制的含义。